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UC3842AN反激式脉宽调制集成电路图


UC3842AN 脉宽调制集成电路图
UC3842AN 是一块 PWM 脉宽调制集成电路,广泛应用于 DVD、VCD、SVCD 影碟机,计算机及其显示器系统以及 其他各种家用电器的开关电源电路中。 1.功能特点 UC3842AN 集成电路内含脉冲信号发生器、稳压电路、脉冲宽度调整电路、电压和电流检测电路等。其集成块的内电 路方框图及典型应用电路如图 1-1 所示。 图

1-1 UC3842AN 集成块的内电路方框图及典型应用电路图 2.脚功能及数据 UC3842AN 集成电路有 SOP-8 和 DIP-8 两种封装形式,两者的区别仅是安装(封装)尺寸不同。除此之外,它们之间 可以互换。UC3842AN 集成电路的弓脚功能及数据见表 1-2 所列。表 1-2 3.代换型号 UC3842 集成电路在计算机显示器上应用较多,它们中间许多不同的前缀集成电路均可用来代换 UC3842,例 如:MC3842、CW3842、IC3842、KA3842、IP3842、SC3842、W3842、UA3842、UC3842N 等。 UC3842AN 集成电路的引脚功能及数据

高频开关稳压电源由于具有效率高、体积小、重量轻等突出优点而得到了广泛应用。传统的开关电源控制电路普遍为电 压型拓扑, 只有输出电压单闭控制环路, 系统响应慢, 线性调整率精度偏低。随着 PWM 技术的飞速发展产生的电流型模 式拓扑很快被大家认同和广泛应用。电流型控制系统是电压电流双闭环系统, 一个是检测输出电压的电压外环, 一个是检 测开关管电流且具有逐周期限流功能的电流内环, 具有更好的电压调整率和负载调整率, 稳定性和动态特性也得到明显改 善。 UC3842 是一款单电源供电, 带电流正向补偿, 单路调制输出的高性能固定频率电流型控制集成芯片。 本设计采用 UC3842 制作一款 1 kW 铅酸电池充电器控制板用的辅助电源样机, 并对其进行工作环境下的测试。

1 UC3842 的工作原理

UC3842 内部组成框图如图 1 所示。其中: 1 脚是内部误差放大器的输出端, 通常此脚与 2 脚之间接有反馈网络, 以 确定误差放大器的增益和频响。2 脚是反馈电压输入端, 将取样电压加到误差放大器的反相输入端, 再与同相输入端的基 准电压( 一般为 2.5 V) 进行比较, 产生误差电压。3 脚是电流检测输入端, 与取样电阻配合, 构成过流保护电路。当 电源电压异常时, 功率开关管的电流增大, 当取样电阻上的电压超过 1 V 时, U C3842 就停止输出, 可以有效地保护功 率开关管。4 脚外接锯齿波振荡器外部定时电阻与定时电容, 决定振荡频率。5 脚接地。6 脚是输出端, 此脚为图腾柱式 输出, 能提供±1A 的峰值电流, 可驱动双极型功率开关管或 MOSFET.7 脚接电源, 当供电电压低于 16 V 时, UC3842 不 工作, 此时耗电在 1 mA 以下。输入电压可以通过一个大阻值电阻从高压降压获得。芯片工作后, 输入电压可在 10~ 30 V

之间波动, 低于 10V 则停止工作。工作时耗电约为 15 mA.8 脚是基准电压输出, 可输出精确的 5 V 基准电压, 电流可达 50mA.由图 1( b) 可见, 它主要包括误差放大器、PWM 比较器、PWM 锁存器、振荡器、内部基准电源和欠压锁定等单元。 U C3842 的电压调整率可达 0.01% , 工作频率为 500 kHz.

图 1 UC3842 管脚图和内部结构图

2 反激变换器的设计

此次设计的反激变换器是从 1 kW 充电器全桥开关电源初级侧高压直流部分取电作为输入电压。反激变换器预定技术指 标如下。

输入电压: 240~ 380 V DC; 输出电压: 12 V DC; 输出电流: 2 A; 纹波电压: ±500 mV;输出功率: 25 W;效 率: 85% ;开关频率: 65 kHz;占空比:小于 40%。

如图 2 所示, 电路由主电路、控制电路、启动电路和反馈电路 4 部分组成。主电路采用单端反激式拓扑,它是升降压 斩波电路演变后加隔离变压器构成的,该电路具有结构简单, 效率高, 输入电压范围宽等优点。工作模式选择在断续模式 到临界模式之间。功率开关管选用 N??MOSFET STP9NK70ZFP( 700 V, 5 A)。次级整流二极管选用肖特基二极管 SR540( 40 V, 5 A) .

控制电路是整个开关电源的核心, 控制的好坏直接决定了电源整体性能。这个电路采用峰值电流型双环控制,即在电 压闭环控制系统中加入峰值电流反馈控制。 电路电流环控制采用 UC3842 内部电流环, 电压外环采用 T L431 和光耦 PC817 构 成的外部误差放大器,误差电压直接送到 UC3842 的 1 脚。误差电压与电流比较器的同相输入端 3 脚经采样电阻采集到初级 侧电流进行比较,从而调节输出端脉冲宽度。2 脚接地。R4, C5 是 UC3842 的定时元件, 决定 UC3842 的工作频率,此设 计中 R4= 5.6 kΩ ,C5= 3300 pF.当 UC3842 的 1 脚电压低于 1 V 时,输出端将关闭;当 3 脚上的电压高于 1 V 时,电流 限幅电路将开始工作,UC3842 的输出脉冲中断。开关管上波形出现"打嗝"现象,从而可以实现过压、欠压、限流等保护功 能。

图 2 系统原理图

3

反馈回路参数的计算

反馈电路采用精密稳压源 TL431 和线性光耦 PC817 构成外部误差电压放大器。并将输出电压和初级侧隔离。如图 2 所 示, R11、R12 是精密稳压源的外接控制电阻, 决定输出电压的高低, 和 T L431 一并组成外部误差放大器。当输出电压

Vo 升高时, 取样电压 VR 13 也随之升高, 设定电压大于基准电压(TL431 的基准电压为 2.5 V) , 使 TL431 内的误差放 大器的输出电压升高, 致使片内驱动三极管的输出电压降低, 使输出电压 Vo 下降, 最后 V o 趋于稳定; 反之, 输出 电压下降引起设定电压下降, 当输出电压低于设定电压时, 误差放大器的输出电压下降, 片内驱动三极管的输出电压升 高, 最终使 UC3842 的脚 1 的补偿输入电流随之变化, 促使片内对 PWM 比较器进行调节, 改变占空比, 达到稳压的目的。

从 TL431 技术资料可知, 参考输入端的电流为 2 μA, 为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响, 通常取流过 电阻 R13 的电流为 T L431 参考输入端电流的 100 倍以上[ 6] , 所以:

这里选择 R13= 10 k Ω,根据 TL431 的特性可以计算 R12:

其中, TL431 参考输入端电压 Uref= 2.5 V。

TL431 的工作电流 Ika 范围为 1~ 150 mA, 当 R9 的电流接近于零时, 必须保证 I ka 至少为 1 mA, 所以:

其中, 发光二极管的正向压降 Uf= 1.2 V。

UC3842 的误差放大器输出电压摆幅 0.8 V< Vo< 6 V, 三极管集射电流 I c 受发光二极管正向电流 If 控制, 通过 PC817 的 Vce 与 I c 关系曲线( 图 3) 可以确定 PC817 二极管正向电流 I f .由图 3 可知, 当 PC817 二极管正向电流 I f 在 7 mA 左右时, 三极管的集射电流 I c 在 7 mA 左右变化, 而且集射电压 Vce 在很宽的范围内线性变化, 符合 UC3842 的控制要 求。

图 3 PC817 集射极电压 Vce 与二极管正向电流 If 的关系图

PC817 的电流传输比 CTR= 0. 8~ 1. 6, 当 I c= 7mA 时, 考虑最坏的情况, 取 CT R= 0.8, 此时要求流过发光二极管 最大电流:

所以:

其中, Uka 为 TL431 正常工作时的最低工作电压, Uka = 2.5 V.发光二极管能承受的最大电流为 50 mA,TL431 最大电 流为 150 mA, 故取流过 R9 的最大电流为 50 mA。

R9 的取值要同时满足式( 5) 和式( 6) , 即 162< R9< 949, 可以选用 750Ω 。 4 基于 MOS 管最大耐压值的反激变压器设计

由变换器预定技术指标可知变压器初级侧电压 Vdcmin= 240 V, Vdcmax= 380 V, 预设效率 η= 85%, 工作频率 f = 65 kHz, 电源输出功率 P out= 25 W。

变压器的输入功率:

根据面积乘积法来确定磁芯型号, 为了留有一定裕量, 选用锰锌铁氧体磁芯 EE25/ 20, 电感量系数 A L=1 750 nH/ N2 , 初始磁导率 μi= 2 300, 有效截面积 A e= 42. 2 mm2 .

因为所选的 MOS 管的最大耐压值 V MOSmax= 700 V.在 150 V 裕量条件下所允许的最大反射电压:

最大占空比:

初级电流:

初级最大电感量:

其中, f 是开关频率, Hz.

初次级匝数比:

初级匝数:

其中, 磁感应强度 Bw= 0?? 23 T ; 由于此变换器设计在断续工作模式 k= 1( 连续模式 k= 0.5)。

磁芯气隙:

次级匝数:

辅助绕组匝数:

其中, Va 是辅助绕组电压, V .

为了减小变压器漏感, 采用夹心式绕法, 初级绕组分 N p1 ( 78 T ) 和 N p2 ( 78 T) 两部分绕制, 如图 4 所 示, Np1 绕在骨架最里层, 次级绕组 N s 绕在 N p1 和 N p2 之间, 辅助绕组绕 Na 在最外层。

图 4 变压器绕制示意图

5

样机测试结果及分析

直流输入电压 300 V 时所测结果如图 5 所示。

图 5 MOSFET 栅源极电压波形图

从图 5 可以看出: 开关管驱动脉冲前沿电压比较陡峭, 电压上升很快, 而且上升沿有一定过冲, 可以加快开关管的 开通, 驱动电平适中, 满足驱动要求。开关管驱动脉冲占空比随着负载的加大而增大, 以满足输出电压的需要。带载 2 A 时, 占空比达到 31.33% .

图 6 MOSFET 漏源极间电压波形图

从图 6 可以看出: 当负载为额定负载 2 A 时, 变换器可靠地工作在断续模式。继续加大负载可以看到变换器的工作 状态从断续模式到连续模式的过渡过程。钳位电路经调试以后, 使漏源极电压小于 MOSFET 的最大耐压 750 V, 并有一定余 量, 从而保护了 MOSET , 延长使用寿命。

如图 7 所示, PWM 控制器 U C3842 从采样电阻取得的流经 MOSFET 电流波形。2 A 额定负载下峰值 0. 93 V, 小于 1 V, 控制器内部限幅电路不工作, 变换器可以稳定工作。大于 1 V 时, 控制器会关闭驱动输出, 变换器停止工作。实现过载 保护功能。

图 7 3 脚 C/ S 端电流检测波形图( 带载 2 A 时)

从图 5 -图 7 可以看到, 从轻载到重载的负载条件过渡中, 所设计的变换器从电流断续模式到电流临界连续模式下工 作。满载效率 87?? 8%, 负载调整率 2?? 5% ,电压调整率 0?? 056% .测试结果证明样机工作稳定可靠, 具有良好的静动态 特性而且符合预定的性能指标。


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