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三相电压型PWM整流器控制策略研究


青岛大学 硕士学位论文 三相电压型PWM整流器控制策略研究 姓名:刘钊 申请学位级别:硕士 专业:控制理论与控制工程 指导教师:赵克友 20080607

摘要

摘要
传统的整流装置是电网污染的主要来源,三相电压型PWM整流器具有输出电 压恒定、实现单位功率因数运行的特点,并可以实现电能回馈电网。本文主要研究 三相电压型PWM

整流器,包括三相电压型PWM整流器原理、拓扑结构、数学模 型及控制策略。建立数学模型是研究三相PWM整流器的有效手段。分别在三相静 止坐标系、两相静止坐标系和两相旋转坐标系下建立数学模型。本文研究了PWM 整流器电压矢量定向控制和直接功率控制这两种控制策略,并对电网电压不平衡时 三相PWM整流器控制策略进行了探讨。 电压矢量定向控制包括间接电流控制和直接电流控制,本文分别介绍了它们的 原理,并建立了控制系统仿真模型以验证策略的正确性。 直接功率控制的主要特点是结构简单、动态响应快、抗干扰性能好。本文介绍 了瞬时功率和虚拟磁链的概念、直接功率控制原理及不定频直接功率控制和定频直 接功率控制两种方法。传统不定频直接功率控制开关状态表使无功功率控制效果差, 交流侧电流畸变大,针对这一不足提出了改进的开关状态表。仿真结果验证了改进 方法的有效性。本文提出一种计算SVPWM算法开关作用时间的简便方法,应用于 定频直接功率控制中效果良好。 当电网电压不平衡时,会严重影响三相电压型PWM整流器的工作,甚至会使 系统崩溃。本文介绍了电压不平衡时整流器控制策略,研究了抑制直流输出电压谐 波的方法并建立了仿真模型。 研究成果分别发表于《青岛大学学报》(工程技术版)、第一届分布式发电系统 中的电力电子技术国际研讨会(中国合肥,2007.8)。 论文各章节主要内容如下: 第一章对PWM整流器的发展作了综述。第二章叙述了三相电压型PWM整流 器原理,利用Matlab/Simulink仿真软件建立仿真模型;介绍了电压矢量定向控制策 略,分别讨论了间接电流控制和直接电流控制。第三章介绍了直接功率控制策略, 包括不定频直接功率控制和定频直接功率控制两种控制方法。改进了不定频直接功 率控制的开关表和定频直接功率控制中的SVPWM算法,并通过仿真实验加以验证。 第四章介绍了电网电压不平衡时三相电压型PWM整流器的控制策略。第五章总结 全文工作,并提出下一步继续研究的问题。

关键词:整流器;电压定向控制;直接功率控制;虚拟磁链;电压不平 衡控制

Abstract

Abstract
.The traditional rectitiers Three。Phase
are

the main
can

source

of harmonic pollution in

power system.

PWM

voltage rectifier

produce constant output voltage to achieve unity

power

factor operation,and it also has the capability to feedback the line power.This

paper introduces three??phase PWM voltage rectifier,including the three??phase voltage rectifier principle,the The mathematical model

PWM

topology,the mathematical model and the control strategies. of PWM rectifier is an effective mean to investigate the rectifier.

The mathematical model is established under three—phase stationary coordinate system,

two?phase stationary coordinate system and the
power control unbalanced control

two—phase
of

rotating

coordinate

system

respectively.This paper studies voltage vector oriented control

strategy

and the direct rectifier under

strategy,the

strategy

three-phase PWM

grid

voltage is also discussed.
vector oriented

Methods of voltage
control

control

strategy

including indirect current

and

direct current

contr01.This

paper introduces their principles,and establishes

the simulation model of control system.

The advantages
power

of direct power control

are

simple structure,fast dynamic response,

and the ability to resist

disturbance.This

paper introduces the concept of instantaneous control principle,the inconstant switching

and virtual flux,the direct

power

frequency control and the constant switching矗equency contr01.The switching table in
conventional direct cullr.ent

power

control will lead ineffectiveness of reactive

power control and ac
method for

distortion.We improved the switching table and the simulation results show the

effectiveness of the improved

method.This
SVPWM

paper

proposes



simple

calculating the switching time of control

algorithm;it works well

in direct

power
of

strategy. When the

grid voltage is unbalanced,it will seriously affect the rectifier,and
even

operation

three—phase control

PWM

the system will collapse.This

paper

introduces the

strategy

of PWM rectifier under unbalanced grid voltage and studies methods to


suppress the dc output voltage harmonic.We also establish the

simulation model to testify

strategy.
The research results
are

separately published in Journal of Qingdao University The First International Symposium
on

(engineering&technology edition、and
The main Chapter

Power

Electronics for Distributed Generation Systems(Hefei,China

Aug.7-9,2007).
rectifiers.Chapter 2
use

contents


ofthis thesis

are

as follows:

reviews the development of three.phase

PWM

describes the principle of three—phase PWM voltage principle;we

Matlab/Simulink

simulation software to establish the system model.we also introduces the voltage
vector oriented control strategy,discusses the indirect current control and direct current control separately.Chapter 3 introduces direct ⅡI

power control strategy,including

青岛大学硕士学位论文
the inconstant switching frequency control and the
constant

switching

frequency

contr01.We improved the switching table of inconstant switching frequency control and the SVPWM algorithm of constant switching frequency contr01.The simulation system
was established to verify the strategy.Chapter 4:introduces the control strategy of PWM rectifier under anbalanced grid voltage.Chapter 5 summarizes the whole thesis,and prospects some further research issues.

Keywords:Rectifier;Voltage-Oriented Control;Direct Power Control;Virtual Flux; Unbalanced Voltage Control

IV

术语、符号及缩略语

术语、符号及缩略语
VSR

:电压源整流器Voltage

Source Rectifier

PWM SVPWM
DPC

:脉宽调制Pulse Width M.odulation. :空间矢量脉宽调制Space Vector Pulse Width Modulation :直接功率控制Direct :三相静止坐标系 :两相静止坐标系 :两相(同步)旋转坐标系 :口6c坐标系下电网电压向量 :口6c坐标系下网侧电流向量 :口6c坐标系下功率器件开关函数向量
Power Control

abc坐标系

筇坐标系
由坐标系

eabe.=ea%,P。r k=k,毛,屯r s曲。=b。,%,s。r

%=k。,锄r

:筇坐标系下电网电压向量 :筇坐标系下网侧电流向量 :筇坐标系下整流器桥臂电压向量 :筇坐标系下虚拟磁链向量
:匆坐标系下电网电压向量 :砌坐标系下网侧电流向量

锄=k,绉r
口叩=Ua

UpJT

y叩=妒。,%r %=k,白Jr ‘=k,‘J1r

略=k7 P;7r lo筇+r=k7易7r 妒荔=k7罗;7r
e出 ',出

:筇坐标系下电网,.序电压向量(,.=1正,,.=1负) :筇坐标系下网侧,序电流向量(,.=l正,,.=l负) :筇坐标系下虚拟,.序磁链向量(,.=lIE,,.=1负)
:直流侧电源电压 :直流母线输出电压 :直流母线N点与电源中线0点间的电压

VNO

k=【1
R,



1】T

:分量皆为l的三维向量 :网侧电阻



C R P

:网侧电感 :直流侧电容 :直流侧负载电阻 :有功功率


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无功功率 平均有功功率 平均无功功率





% % %

有功功率余弦二次谐波幅值
有功功率正弦二次谐波幅值 无功功率余弦二次谐波幅值 无功功率正弦二次谐波幅值

VI

学位论文独创性声明、学位论文知识产权权属声明

学位论文独创性声明
本人声明,所呈交的学位论文系本人在导师指导下所取得的研究成果。凡文中 涉及到非本人成果均已标注出处或得到许可,此外不再包含其他个人或集体已经发 表或撰写过的科研成果,也不包含本人已用于申请其他学位的论文内容或成果。 本人如违反上述声明,愿意承担由此引发的一切责任和后果。

论文作者签名:叫字?f

日期:2∥?年‘月,‘日

学位论文知识产权权属声明
本人在导师指导下所完成的学位论文及相关的职务作品,知识产权归属学校。 学校享有以任何方式发表、复制、公开阅览、借阅以及申请专利等权利。本人离校 后发表或使用该学位论文内容或与该论文直接相关的成果时,署名单位仍然为青岛 大学。 本学位论文属于: 保密口,在年解密后适用于本声明。 不保密囱。 (请在以上方框内打“4’’)

论文作者签名:≯j纠 导师签名:只一龟

日期己p;年‘月,汨

日期:’,-矾月7日

(本声明的版权归青岛大学所有,未经许可,任何单位及任何个人不得擅自使用。)

第一章绪论

第一章绪论 1.1课题背景
许多工程系统需要用到直流电源,如通讯、发电机励磁、电力操作、电力拖动 以及消费电器等,过去的旋转直流电源也渐改为现在的静止电源,即整流器。随着 功率开关器件性能不断提高,微处理器以及控制技术的发展,促使整流器技术快速 提升。功率开关器件从早期使用的半控型功率半导体开关,如普通晶闸管(SCR)发展 到如今性能各异且类型诸多的全控型功率开关,如双极型晶体管(BJT)、门极关断晶 闸管(GTO)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、集成门极换向晶闸管OGCT)、功率场效 应晶体管(MOSFET)及场控晶闸管(MCT)等。20世纪90年代发展起来的智能功率模 块(IPM)贝U开创了功率半导体开关器件新的发展方向。功率半导体开关器件技术的进 步,促进了电力电子变流装置技术的迅速发展,出现了以脉宽调SJJ(PWM)控制为基 础的各类变流装置,如变频器、逆变电源、高频开关电源以及各类特种变流器等, 这些变流装置在国民经济各领域中取得了广泛应用。但是,目前这些变流装置很大 一部分需要整流环节以获得直流电压,由于常规整流采用了二极管不可控整流电路 或晶闸管相控整流电路,造成网侧电流畸变与滞后,这是谐波污染和无功消耗的根 源。实现变流装置网侧电流正弦化且运行于单位功率因数是根治上述弊病的根本, 现代PWM整流器(又称单位功率因数整流器(Unity
Power Factor

Converter)【l】)实现

网侧电流正弦化且可运行于单位功率因数。数字信号处理器(DSP)的发展,使整流器 控制系统可以将更为复杂的算法编程实现,很大程度提高了控制效果,且系统更为 稳定。近十几年来,各种整流器控制策略不断出现,提出了多种新颖且易于实现的 算法,提高了整流器的功率因数,增强了系统的稳定性。 经过几十年的研究与发展,PWM整流器技术已日趋成熟。PWM整流器主电路 从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件桥路;其拓扑结构已从单相、三 相电路发展到多相组合及多电平拓扑电路;PWM开关控制由单纯的硬开关调制发展 到软开关调制:功率等级从千瓦级发展到兆瓦级,而主电路既有电压源型整流器 (Voltage
Source

Rectifier-VSR),也有电流源型整流器(Current

Source

Rectifier-CSR),

两者在工业上均成功地投入应用。 由于PWM整流器实现了网侧电流正弦化且运行于单位功率因数,甚至能量可 双向传输,因而真正实现了“绿色电能变换”。由于PWM整流器网侧呈现出受控电 流源特性,因而这一特性使PWM整流器及其控制技术获得进一步的发展和拓宽, 并取得了更为广泛和更为重要的应用,如静止无功补偿、有源电力滤波、统一潮流 控制、超导储能、高压直流输电、电气传动、新型UPS以及太阳能、风能等可再生 能源的并网发电等。


青岛大学硕士学位论文 1.2

PWM整流器的发展
自20世纪90年代以来,PWM整流器一直是学术界关注和研究的热点。随着研

究的深入,基于PWM整流器拓扑结构及控制的拓展,相关的应用研究也发展起来,

如静止无功补偿(SVG)、有源滤波器(APp)圆、。超导储能(sMEs)【3】、电气传动(ED)【41、
高压直流输电(HVDC)【5】以及统一潮流控制(UPFC)【6】等,这些应用技术的研究,又促 进了PWM整流器及其控制技术的进步和完善。 这一时期PWM整流器的研究主要集中于以下几个方面:11 PWM整流器的建模 与分析;2)PWM整流器的电流控制策略;3)主电路拓扑结构研究;4)系统控制策 略研究:5)电流源型PWM整流器研究。具体简述如下: 1.PWM整流器数学模型的研究 PWM整流器数学模型是PWM整流器及其控制技术研究的基础。自A.W.Green 等提出了基丁坐标变换的PWM整流器连续、离散动态数学模型之后,各国学者以不 同方法从各方面对PWM整流器的数学模型进行了深入仔细的研究,其中R.Wu、S.B. Dewan等【7-8】较为系统地建立YPWM整流器的时域模型,并将时域模型分解成高频、 低频模型,且给出了相应的时城解。而Chun T.Rim和Dong Y Hu等利用局部电路的 砌坐标变换建立了PWM整流器基于变压器的低频等效模型电路[91,并给出了稳态、 动态特性分析。在此基础kHengchun Mao等人又建立了一种新颖的降阶小信号模 型,从而简化了PWM整流器的数学模型及特性分析【101。 2.PWM整流器电流控制策略的研究 为了使电压型PWM整流器网侧呈现受控电流源特性,其网侧电流控制策略的研 究显得十分重要。在PWM整流器技术发展过程中,电压型PWM整流器网侧电流控 制策略主要分成两类:一类是由J.W.Dixon和B.T.Ooi首先提出的“间接电流控制【“】’’ 策略;另一类就是目前占主导地位的“直接电流控'韦1J[12"131”策略。“间接电流控制” 实际上就是所谓的“幅相"电流控制,即通过控制电压型PWM整流器的交流侧电压 基波幅值、相位,进而间接控制其网侧电流。由于“间接电流控制”其网侧电流的 动态响应慢,且对系统参数变化灵敏,因此这种控制策略已逐步被“直接电流控制” 策路所取代。“直接电流控制”策略以其快速的电流响应和鲁棒性受到了学术界的关 注,并先后研究出各种不同的控制方案,主要包括以固定开关频率且采用电网电动 势前馈的SVPWM控制以及以快速电流跟踪为特征的滞环电流控制【14I等。为了提高 电压利用率并降低损耗,基于空间矢量的PWM控制在电压型PWM整流器电流控制 中取得了广泛应用【垮16】。目前,电压型PWM整流器网侧电流控制有将固定开关频率、 滞环及空间矢量控制相结合的趋势【17】,以使其在大功率有源滤波等需快速电流响应 场合获得优越的性能。此外,在具体的控制策略上还相继提出了状态反馈控制等。 3.PWM整流器拓扑结构的研究


第一章绪论

就PWM整流器拓扑结构而言,可分为电流型和电压型两大类。而对于不同功率 等级以及不同的用途,人们研究了各种不同的PWM整流器拓扑结构。在小功率应用 场合,PWM整流器拓扑结构的研究主要集中在减少功率开关和改进直流输出性能 上。对于大功率PWM整流器,其拓扑结构的研究主要集中在多电平拓扑结构、交流 器组合以及软开关技术上。多电平拓扑结构的PWM整流器主要应用于高压大容量场 合。而对大电流应用场合,常采用变流器组合拓扑结构,即将独立的电流型PWM整 流器进行并联组合。此外,在大功率PWM整流器设计上,还研究了基于软开关 [18](ZVT,ZCT)控制的拓扑结构和相应的控制策略。 4.PWM整流器其他新颖控制策略的研究 (1) 无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制
hiko

为进一步简化电压型PWM整流器的信号检测,Toshi

Noguchi等学者提出了

一种无电网电动势传感器的PWM整流器控制策略【191。随后B.H.Kwon等人也提出了 类似的研究报告。这一研究主要包括两类电网电动势的重构方案:其一是通过复功 率的估计来重构电网电动势;其二是基于网侧电流偏差调节的电网电动势重构。前 者是一种开环估计算法,因而精度不高,并且在复功率估计算法中由于含有微分项, 因而容易引入干扰;而后者则是一种闭环估计算法,它采用网侧电流偏差的PI调节 来控制电网电动势的重构误差,因而精度较高。另外,M.Riese贝,lJ通过直流侧电流的 检测来重构电压型逆变器的交流侧电流,从而为无交流电流传感器的PWM整流器研 究莫定了基础。
(2)

基于Lyapunov稳定性理论的PWM整流器控制

针对具有非线性多变量藕合特性的电压型PWM整流器模型,常规的控制策略 及其控制器设计一般采用稳态工作点小信号扰动线性化整定方案,这种方案不足之 处在于无法保证控制系统大范围扰动的稳定性。为此,Hasan Komurcugil等学者提 出了基于Lyapunov稳定性理论的控制策略。这一新颖的控制方案以电感、电容储能 的定量关系建立了Lyapunov函数,并由三相PWM整流器的砌模型以及相应的空 间矢量PWM约束条件,推导出相关的控制算法。从相关实验结果来看,这一方案 较好地解决了PWM整流器的大范围稳定控制问题。随后,Hasan Komurcugil等又 针对单相电压型PWM整流器Lyapunov控制方案进行了系统研究。 (3)PWM整流器的时间最优控制 常规的基于砌模型的电压型PWM整流器控制一般通过前馈解耦控制,并采用 两个独立的PI调节器分别控制相应的有功、无功分量:而有功、无功分量问的动态 耦合以及PWM电压利用率的约束,影响了电压型PWM整流器有功分量(直流电压) 的动态响应。针对这一问题,Jong.Woo ehoi等学者利用最优控制理论提出了确保直 流电压响应的时间最优控制【201。其基本思路就是根据时间最优控制算法求解出跟踪


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指令电流所需的最优控制电压,并在动态过程中降低相应无功分量的响应速度,从 而有效地提高了有功分量(直流电压)的动态响应速度,实现了三相电压型PWM整 流器直流电压的时间最优控制。 (4) 电网不平衡条件下PWM整流器的控制策略

在三相PWM整流器控制策略研究过程中,一般均假设三相电网是平衡的。而 实际上,三相电网常处于不平衡状态,即相电压的幅值、相位不对称。一旦电网不 平衡,基于平衡电网的三相PWM整流器就会出现不正常的运行状态,主要表现在: PWM整流器直流侧电压和网侧电流的低次谐波幅值增大,且产生非特征谐波,同时 损耗相应增大,严重时可使PWM整流器发生故障,甚至烧坏装置。为了使PWM 整流器在电网不平衡条件下仍能正常运行,Luis Moran等学者于1992年提出研究报 告,分析并推导了三相电压型PWM整流器在三相电网不平衡条件下网侧电流以及 直流电压时域表达式,并指出,电网负序分量是导致网侧电流畸变的根源;然而,
Luis

Mordn并没有从控制策略上加以改进,而只是提出了电网不平衡条件下电压型

PWM整流器嘲侧电感、直流侧电容的设计准则。为此,D.Vincenti等人较为系统地 提出了正序砌坐标系中的前馈控制策略,即通过负序分量的前馈控制来抑制电网负 序分量对PWM整流器控制的影响。但这一方案使正序砌坐标系中的负序基波分量 呈现出2次谐波形式,显然采用PI调节器则无法获得负序基波分量的无静差控制, 因此不能完全消除负序基波分量的影响。作为改进研究,Hong
seok

song等学者提

出了一种采用正序、负序两套同步旋转坐标系的独立控制方案,该方案在各自的同 步旋转坐标系中,将正序、负序基波分量均转换成直流分量,从而通过PI调节器即 可实现无静差控制,因此,这是一个理论上较为完善的控制方案,该方案不足之处 就是控制结构复杂,且在线运算工作量大,一般需采用双数字信号处理器(DSP)控制。
1.3

PWM整流器的分类及拓扑结构
PWM整流器的分类

1.3.1

随着PWM整流器技术的发展,已设计出多种PWM整流器,分类如下:按直 流侧储能形式分为电压型PWM整流器和电流性PWM整流器;按电网相数分为单 相电路、三相电路和多相电路;按PWM开关调制分为硬开关调制和软开关调制; 按桥路结构分为半桥和全桥电路;按调制电平分为二电平电路、三电平电路和多电 平电路。
,.

尽管分类方法多种多样,但最基本的方法就是分为电压型PWM整流器r(VSR) 和电流型PWM整流器(CSR)。主要是因为它们在主电路结构、PWM信号发生及控 制策略等方面有各自的特点,并且两者在电路上存在对偶性。



第一章绪论

图1.1给出了三相PWM整流器拓扑结构,其中电压型(a)与电流型(b)的主要点不 同在于直流侧储能方式,前者采用电容储能,从而使VSR直流侧呈低阻抗的电压源 特性,而后者采用电感储能,从而使CSR直流侧呈电流源特性。电压型与电流型各

有优缺点适应不同场合,相比之下,电流型需加装交流侧LC滤波环节,使其结构
和控制相对复杂化f2l】。

a电压型PWM整流器 图1.1
1.3.2

b电流型PWM整流器 PWM整流器拓扑结构

PWM整流器的拓扑结构

以下给出了电压型PWM整流器常用的拓扑结构。单相全桥主电路功率开关管 必须反并联一个续流二极管,以缓冲PWM过程中的无功电能。单相电路拓扑如图 1.2所示。


a)

b)

曩单相半桥电路

b单相全桥电路

图1.2单相PWM整流器拓扑结构

单相半桥具有简单的主电路结构,且功率开关管数只有全桥电路的一半,因而 造价相对较低,常用于低成本、小功率场合。在相同的交流侧电路参数条件下,要 使单相半桥VSR以及单相全桥VSR获得相同的交流侧电流控制特性,半桥电路直 流电压应是全桥电路直流电压的两倍,因此功率开关管耐压要求相对提高。另外, 为使半桥电路电容中点电位基本不变,还需引入电容均压控制,所以单相半桥VSR 的控制相对复杂。 三相半桥VSR(图1.3)较适用于三相电网平衡系统。当三相电网不平衡时,


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其控制性能将恶化,甚至发生故障。为克服这一不足,可采用三相全桥VSR设计。 三相全桥VSR实际上是由三个独立的单相全桥VSR组合而成,当电网不平衡时, 不会严重影响PWM整流器控制性能。但由于三相全桥电路所需的功率开关管是三 相半桥电路的一倍,因而三相全桥电路一般较少使用。’其中三相半桥VSR是应用最 为广泛的一种,其功能也较多,很多成熟的商业化产品均采用此种结构。

a三相半桥VSR电路图

b三相全桥VSR电路

图1.3三相PWM整流器拓扑结构

以上所述拓扑结构属常规的二电平拓扑结构。这种拓扑结构的不足之处在于, 当其应用于高压场合时,需要使用高反压的功率开关管或将多个功率开关管串联使 用。此外,由于VSR交流侧输出电压总在两电平上切换,当开关频率不高时,将导 致谐波含量相对较大。为解决这些问题,设计了具有中点钳位的三电平VSR拓扑结 构(图1.4)。这种拓扑结构中,由多个功率开关管串联使用,并使用二极管钳位, 以获得交流输出电压的三电平调制。显然,三电平VSR在提供耐压等级的同时,有 效地降低了交流谐波电压、电流。从而改善了其网侧波形品质。但是,三电平电路 所需功率开关管与二电平电路时相比成倍增加,并且控制也相对复杂,这是这种电 路的不足之处。另外,为了更好地适应高压大功率应用,并降低交流输出电压谐波, 近年来还设计出采用多个二极管钳位的多电平VSR拓扑结构。

图1.4三电平VSR电路‘

1.4研究内容与章节安排
PWM整流器从电路拓扑及功能上属于AC/DC变换器,在工业及民用领域都有


第一章绪论

着广泛的应用,本论文主要研究电压型PWM整流器及其控制策略。 第二章介绍了三相电压源PWM整流器基础。详细论述了三相电压源PWM整

流器的一般数学模型及筇坐标系和砌坐标系下的模型,介绍了PWM整流器的电
流控制策略并搭建了仿真平台。第三章详细论述了直接功率控制策略,包括不定频 直接功率控制和定频直接功率控制。针对两种控制方法的不足,分别提出改进策略, 并通过仿真实验加以验证。第四章讨论了电网电压不平衡时PWM整流器控制策略。 定量分析了电网电压不平衡对整流器的相关影响,并研究了降低PWM整流器直流 侧电压谐波的控制策略。第五章总结全文工作,并提出下一步继续研究的问题。



第二章三相电压源PWM整流器基础

第二章三相电压源PWM整流器基础
本章叙述三相电压源PWM整流器有关基础,首先叙述其在三相静止坐标系(记

以abc)、两相静止坐标系(记以筇)和两相旋转坐标系(记以由)下动态数学模
型和仿真模型,其次研究电流控制策略,最后搭建系统仿真平台。

2.1原理与数学描述
2.1.1原理与框图 从电力电子技术发展来看,整流器是较早应用的一种AC/DC变换装置。整流器 的发展经历了由不控整流器(二极管整流)、相控整流器(晶闸管整流)到PWM整 流器(可关断功率开关)的发展历程。传统的相控整流器,虽然应用时间较长,技 术也较成熟,但仍然存在以下问题: 1晶闸管换流引起网侧电压波形畸变 2网侧谐波电流对电网产生谐波“污染” 3深控时网侧功率因数降低 4闭环控制时动态响应较慢 针对上述不足,PWM整流器对传统的整流器进行了全面改进。其关键性改进在 于用全控型功率开关取代了半控型功率开关,以PWM整流取代了相控整流或不控 整流。因此,PWM整流器取得以下优良性能: 1网侧电流为正弦波


2网侧功率因数控制(如单位功率因数) 3电能双向传输 4较快的动态控制响应



PWM整流器已不是一般传统意义上的AC/DC变换器。由于电能的双向传输, 当PWM整流器从电网吸取电能时,其运行于整流工作状态;而当PWM整流器向 电网传输电能时,其运行于有源逆变工作状态。所谓单位功率因数是指:当PWM 整流器运行于整流状态时,网侧电压、电流同相;当PWM整流器运行于有源逆变 状态时,其网侧电压、电流反相。由于PWM整流器其网侧电流及功率因数均可控, 因而可被推广应用于有源电力滤波及无功补偿等非整流器应用场合。 所谓三相VSR一般数学模型就是根据三相VSR拓扑结构,在三相静止坐标系 亿6,c)中利用电路基本定律建立VSR的一般数学描述。 三相电压源PWM整流器(VSR)拓扑结构如图2.1所示。



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图2.1三相VSR拓扑结构

其中P。,%,e。为网侧电动势源,三,为网侧电感与电阻,R,为功率管损耗等值电阻 与交流滤波电感等值的合并电阻,C,R为直流侧电容与负载电阻,口出为直流侧 电动势源,单极性二值逻辑开关函数s。为


s。={10:兰篇’篇c七=口,6,c,,

上桥臂关断,下桥臂导通V’……叫’

。… 2一c?,

当e出=0或%<’,出时,VSR运行于整流模式;当e出>%时,VSR可运行
于有源逆变模式(此时e小所发电能反向输入电网)。 2.1.2数学描述【7】 对三相VSR一般数学模型,通常作以下假设: (1)电网电动势为三相平稳的正弦波(P。,e6,e。); (2)网侧滤波电感三。是线性的,且不考虑饱和。 (3)实际的功率开关损耗可由理想开关与损耗电阻串联等效表示; (4)为描述VSR能量的双向传输,三相VSR直流侧负载由电阻R和直流电势 e。,串联表示。 根据三相VSR特性分析需要,三相VSR一般数学模型的建立可采用以下 两种形式: (1)采用开关函数描述的一般数学模型; (2)采用占空比描述的一般数学模型。 采用开关函数描述的一般数学模型是对VSR开关过程的精确描述,较适 合于VSR的波形仿真。然而,采用开关函数描述的VSR一般数学模型由于包 括了其开关过程的高频分量,因而很难用于指导控制器设计。当VSR开关频 率远高于电刚基波频率时,为简化VSR的一般数学描述,可忽略VSR开关函 数描述模型中的高频分量,即只考虑其中的低频分量,从而获得采用占空比 描述的低频数学模型。这种采用占空比描述的VSR低频数学模型非常适合于

第二章三相电压源PWM整流器基础

控制系统分析,并司直接用于控制器设计。但是,由于这类模型略去了开关 过程的高频分量,因而不能进行精确的动态波形仿真。采用开关函数描述的 以及采用占空比描述的VSR.一般数学模型在VSR控制系统设计和系统仿真中 各自起着重要作用。用后者对VSR控制系统进行设计,然后再用前者对VSR 控制系统进行仿真,从而校验控制系统设计的性能指标。 将基尔霍夫电压定律用于图2.1中的a相回路,则有电路方程

三,譬+足屯=巳一(¨州+vⅣD)
桥臂导通时’,洲=0。2一(2)可等价地写为

2-(2)

其中VaN=’,出s。,即当a相上桥臂导通而下桥臂关断时’,州=v如,当上桥臂关断而下

厶罢}+尺。屯=巳一p出&+vⅣD)
同理,可得b相、c相电路方程如下:

2-(3)

厶罢譬+R‘=e。一(’么s。+v加) 厶罢}+R。ic=巳一(%s。+vⅣD)
对三相平衡电网而言,由于 e。+P6+e。=O;屯+屯+ic=0

2-(4) 2-(5)

2一(6)

联立式2一(3)~2一(6),可得

’,枷=一导∑&
直流侧电流为 匕=ias。+ibS6+ts。 另外,对直流侧电容处应用基尔霍夫电流定律,得

2一(7)

2一(8)

Cd以vdc

2‘Sa+ibSb+辑一警

2-(9)

将式2一(3) ̄2一(9)写成紧凑的矩阵形式,可得VSR在abc坐标系下的动态描述:

』t警坻铲eabc--(VdcSabc+VNOu

【c警=幺v孚

2-(1。)

其中,eabc,,幽分别为网侧三相电压与电流向量(单个下标为相分量),%,',出分别

为外电源电压与输出母线电压,s咖=b。%&】T为开关函数向量(共8个状态),VNO

青岛大学硕士学位论文

为直流输出侧Ⅳ点与电源中线O点间的电压,当三相电源对称平衡且无中线时,

VNO=一{%s2J46c,此处J幽=【l
所示。



l】T。与系统2一(10)相对应的仿真模型如图2.2
。.





利用“等功率”变换矩阵G,,筇

√3


2 r

√3


2 广_

可以建立一个向量在abc坐

悖岖矿矿%
【c亟dt=易%AR

…叩 sina,'t

2-(11)

由旋转变换矩阵丁(研):Il co.sa’t一吼n研l可以建立一个向量在筇坐标系与由 coso掰l


坐标系(角速度为国两相旋转坐标系)间的关系,如H矽=啦f)口幽,于是由2一(11)
棚 础
,一






、,

.‰




吼出丝出 一 R喝 %

∥监R
b一’o

其中反对称阵,=[?:]。与系2-(12)相对应的仿真模型如图2.3所示。
2一(10)、2一(11)中各电向量皆为电网同步频率国的交流量;若由坐标系以电网 同步频率缈反时针旋转时,则2一(12)中各电向量成为直流。

12

第二章三相电压源PWM整流器基础

图2.2

(口,b,c)坐标系下三相VSR模型

图2.3

(d,g)坐标系下三相VSR模型

2.2典型PWM整流器控制
以上讨论了三相VSR模型的建立,对三相交流对称系统,若只考虑交流基波分 量,则稳态时砌模型的d、g分量均为直流变量;另一方面,适当选取(d刀)坐标系 初始参考轴方向,如d轴与电网电动势矢量重合,则J轴表示有功分量参考轴,而口 轴表示无功分量参考轴,从而有利于三相VSR网侧有功、无功分量的独立控制。在 三相VSR控制系统设计中,一般采用双闭环控制,即电压外环和电流内环。电压外

环的作用主要是控制三相VSR直流侧电压,而电流内环的作用主要是按电压外环输
出的电流指令进行电流控制,如实现单位功率因数、正弦波电流控制。 2.2:1电流内环。 三相VSR在(正g)坐标系下模型可以描述为

卧心R上嚣尉倒
一ia+材g‘)=Vdcg(udia
十材gIgJ2

2川3,
2一(14)
‘一~lq,

Vdc屯 2出

式中e扩P。为电网电动势矢量的d、q分Jt;蚴、U,为整流器桥臂输入电压矢量的 d、g分量;id、iq为交流侧电流矢量的d、g分量;P为微分算子。 设(d,g)坐标系中d轴与电网电压电动势矢量重合,则电网电压电动势矢量g轴 分量P。=0。从式2一(13)可以看出,由于VSRd、g轴变量互相耦合,可采用前馈控 制策略,当电流调节器采用PI调节器时,%、材。的控制方程如下

“d=一(玉0+!生)(e一‘)+毗。乞+Pd

2一(15a) 2一(15b)

‰=一(睇+粤)(‘一‘)一col,ia+白

青岛大学硕十学位论文

式中K”K盯为电流环比例调节增益和积分调节增益:e、‘为o
将式2一(15)代入式2一(13)得


iq电流指令值。

幻卧 一Rs+K。ip-I-争一R,+jo




—R,+j

d—cK泸+争il,[乏d]2一c。6, J’L-f:j
,I,

.A、I‘J

。1。泸’

n,1,'、 。。1u7

上式说明前馈控制算法使三相VSR电流内环易、iq实现了解耦控制。 2.2.2电压外环 电压外环控制的目的是为了稳定VSR直流侧电压。令三相电网基波电动势为

k=Lcos(cot) {%=E。cos(a't一120。)
【e。=厶cos(cot+120。)

2一(17)

为简化控制系统设计,当开关频率远高于电网电动势基波频率时,可忽略PWM 谐波分量,即只考虑开关函数s。(k=口,b,C)的低频分量,则

Is。≈o.5mcos(wt一0)+o.5 {s6≈o.5tacos(rot一0—120。)+o.5 【s。≈o.5mcos(a,t—p+120。)+o.5
对单位功率因数正弦波电流控制,三相VSR网侧电流为 2一(18)

I ia=I.cos(aJt) {ib=Lcos(cot一120。)
【ic=I.cos(cot+120。)
三相VSR直流侧电流屯可由开关函数描述如下:
i出2 soi。+Sbib+Scie

2一(19)

2一(20)

2一(18)、2一(19)代入2一(20)得
i出≈O.75mi。cosO

2一(21)

设电流环%(s)=1/(1+3Ts)。0.75mcosO是一时变环节,这给电压环设计带来
困难,为此将该环节最大比例增益取值代替,即以0.75取代该环节。为简化控制结 构,将电压采样小惯性时间常数0与电流内环等效小时间常数3Z合并,即

乙=f,+3r,且不考虑负载电流f:.扰动,简化后电压环控制结构如图2.4。

14

第二章三相电压源PWM整流器基础

图2.4三相VSR电压环简化结构

由于电压外环主要控制作用是稳定三相VSR直流电压,故控制系统整定时,应 重点考虑电压环的抗干扰性能。按典型II型系统设计电压调节器,电压环开环传递 函数为

哪)=粼
一==?---二----—_一
0.75K1,h。+l
cTv

2-(22)

由此得电压环中频宽h,=℃/咒。
由典型ll型系统控制器参数整定关系得瞄】

2彰砭

工程上取中频宽h。=5,

I瓦=5乙=5(f,+3t) 1 K: 笠。
【’(f,+3L) 2.3电流控制策略
对三相VSR建模及控制系统的分析研究表明:VSR在稳定直流侧电压的工作同 时,实现其交流侧在受控功率因数(如单位功率因数)条件下的正弦波电流控制。另 一方面,VSR控制系统一般采用双闭环控制即电压外环和电流内环控制。双闭环控 制系统设计中,电流控制动态性能直接影响VSR电压外环控制性能。VSR电流控制 技术主要分为两大类,即间接电流控制和直接电流控制。间接电流控制主要以“相 幅控制”(PAC.Phase
and Amplitude

Contr01)[11】为代表。间接电流控制优点在于控制

简单,一般无需电流反馈控制。间接电流控制的主要问题在于VSR电流动态响应不 够快,甚至交流侧电流中含有直流分量,且对系统参数波动较敏感,因而常用于对 VSR动态响应要求不高且控制结构要求简单时的应用场合。相对于间接电流控制, 直接电流控制以快速电流反馈控制为特征,如滞环电流控制【15 23】、固定开关频率电 流控制【引、空间矢量电流控¥Ut4J。这类直接电流控制可以获得较高品质的电流响应。 2.3.1间接电流控制【711】 间接电流控制技术实质上是通过PWM控制,在VSR桥路交流侧生成幅值、相 位受控的正弦基波电压。该基波电压与电网电动势共同作用于VSR交流侧,并在
15

青岛大学硕士学位论文

VSR交流侧形成正弦基波电流,同时还可稳定VSR直流侧电压。由于这种VSR电 流控制方案通过直接控制VSR交流侧电压进而达到控制VSR交流侧电流的目的, 因而是一种间接电流控制方式。这种间接电流控制由于无需设置交流电流传感器以 构成电流闭环控制,因而是一种VSR简单控制方案。


三相VSR间接电流控制,主要是依据三相交流侧基波电流电压的关系,求解相 应的算法。图2.5表示复平面上三相VSR交流侧基波电压矢量矿、电感基波电压矢 量”、电流矢量J以及电网电动势E的静态关系。

。扫

/1矿

‘Ⅻ产



/l

葑㈣A? 川}. 晦V V V V惮


O 2

僦,

fll‘



.I

图2.5三相VSR交流侧矢量关系

图2.6三相VSR

PWM控制波形

图2.5中,矢量J与E间的相角为妒;矢量y与E间的相角为,。根据基尔霍夫 定律有 V=E一吒一R,J
..

2一(23)

由图中矢量关系,以口相电网电动势为参考,得三相VSR交流电网a相电动势 e。(f)、口相基波电压V。(f)、交流侧口相基波电流f。(f)时域表达式

k(f)=已sinrat

{心p)=V,,sin(rat—Y)=圪(cosysinot—sinycosrat)
【to(t)=Imsin(rat+伊)

2一(24)

式中E。为三相电网电动势峰值,吃为三相VSR交流侧基波电压峰值,J。为三相
VSR交流侧基波电流峰值。

%=VmCOSy=E二+(Xsimp—R

eos伊)I。

2~(25) 2一(26)

V一=vmsiny=(Xcos妒+R。sin缈)I。 式中X为三相VSR交流侧每相感抗。

2一(25)、2一(26)表明:当三相VSR交流侧参数尺。、墨Em已知,可根据所要求
的三相VSR网侧电流峰值J。及相角9计算出三相VSR交流侧基波电压矢量y的 口、口分量,从而获得三相VSR间接电流控制时的控制算法,最终通过PWM控制 实现三相VSR间接电流控制。PWM控制波形如图2.6所示。

16

第二章三相电压源PWM整流器基础

图2.6中,/AT(f)、材。(,)分别表示PWM三角载波和口相正弦调制信号。图2.6b 表示三相VSRa相交流侧相对直流电压中点的相电压PWM波形,其PWM脉冲波 幅值为±O.5v出。当PWM开关频率足够高时,可忽略VSR交流侧PWM谐波电压, 而VSR交流侧电压的基波分量就是间接电流控制的直接控制量。设口相PWM对应 的正弦波调制信号为

“。(f)=U。sin(cot一7)=U。[cosysincot?sin芦oscotJ
则与a相VSR交流侧对应的基波电压表达式为

屹∽=三静咐;n(cot-y)=吉缸【cos枷cot-sinyeoscot]
式中U。为正弦调制信号峰值,U7’为PWM三角载波信号峰值(U7'≥U。)。 显然,口相调制信号时域表达式为

吒(f):Urnsin(cot-r):—2v.(t—)Ur
V出

类似计算可求出b、c相PWM信号U衲(f)、U。(f)表达式。 以上分析表明:若能从三相VSR交流侧矢量关系中,求出各相PWM信号时域 表达式,并进行PWM控制,就可以实现三相VSR间接电流控制。 由’,。(,)并比较式2一(25)、2一(26)得 V。O)=v,,sincot—vpeoscot 2一(27) 2一(28)
z—k二石’

%=去》va。cosT' i斧
%2
二u7’

’,卢=去》v.sm‘y
%2 i;芋。 二U
7'

2一(29)
二一~厶了,

显然式2一(27)、式2一(28)给出了三相VSRa相交流基波电压的控制算法。 要实现三相VSR间接电流控制,关键在于由三相VSR交流电流矢量指令

J‘(e、9‘)并通过简单的控制运算,获得三相PWM的调制信号"。、“柏、甜。。
通过三相VSR直流电压反馈控制产生所需电流指令。一般而言,三相VSR直流电

压调节器采用PI调节器,其调节器输出直接给出电流幅值指令C,再由同步环节设
定所需的电流相角指令缈’,这样就给flj y--相VSR交流电流矢量指令J+(C、矿‘)。 为实现三相VSR间接电流控制,V aO)中压变步同用采eoscot 次二器 sincot 以可量变


侧信号获得。令三相同步变压器二次侧检出信号P。(f)、P曲(f)、ecs(f)为

17

——



宣鱼奎兰堡主堂垡笙壅

{%(f):‰sin(耐一了27/") k(f):%sin汹+了27/")
?

f%p)亏Emsin耐

2一(30)





式中E。为同步变压器二次侧检出信号峰值。运算上式得

去k。o).%(,)J:%c。s耐
可今

2一(31)

U。eosysin刎=(Kl+K2,。弦。(,)=已(Kl+足2,。)sintot

2一(32)
2一(33)

u。siIl弦。s研=万1吼【e。o)-%(f)】=E.,.K3I,.cos纠
式中K。、K:、K3为待定比例系数。 式

将式2~(32)、式2一(33)代入可得三相VSR交流侧a相电压基波分量时域表达

屹(f)=12生T

1,一k墨+赶L)sin研一墨Lc。s洲

2一(34)

综合上述计算,并比较式2一(34)、式2一(25)、式2一(26),可得K】、K2、K3为

K.:盟
E≯赴

K::墼譬掣
Lsmvdc

2一(35)

K:兰望£(丝竺!翌±堡!坐笙23

E∥lc

一卜述比例系数K,、K2、髟就是实现三相vSR间接电流控制时的相关控制参数, 但这些参数均与%有关,为避免%波动对墨、砭、K的影响,可控制三角载波峰

值%跟随%而变化,即可令


生%
将式
。厶 一





常数

2—

0D

@回 代 入 式

2一

@融 得

18

第二章三相电压源PWM整流器基础

K-=12K4_Em

妒型警
K.=

2K4(Xsin9,一R,cosq,)

。k

2一(37)

考虑口相PWM控制算法的三相VSR间接电流控制系统如图2.7所示

图2.7三相VSR间接电流控制系统

图2.7中,为实现三相VSR直流侧电压无静差控制,电压调节器采用比例积分

PI调节器。电压调节器输出为三相VSR交流侧电流峰值指令信号£,再通过控制
运算,最终输出三相PWM正弦调制波信号材。(f)、材柚(f)、甜。O),从而实现了三相 VSR间接电流控制,并且稳定了三相VSR直流侧电压1,小。然而,上述控制参数

墨、K,、K,均与电路参数瓜R。有关,当参数变动时将引起控制偏差,这便是这种
间接电流控制不足之处。尽管这种三相VSR间接电流控制存在电流响应慢,且控制 响应对系统参数较灵敏等不足,但这种控制算法实现简单,并且可采用固定开关频 率PWM控制,因而有利于降低三相VSR功率开关损耗和应力。 2.3.2直接电流控制 VSR直接电流控制是针对VSR间接电流控制不足(动态响应慢、对参数敏感) 而提出来的。这种直接电流控制与问接电流控制在结构上的主要差别在于前者具有 网侧电流闭环控制,而后者则无网侧电流闭环控制。从而使VSR网侧电流动、静态 性能得到了提高,同时也使网侧电流控制对系统参数不敏感,增强了系统鲁棒性。 学术界先后提出了固定开关频率PWM电流控制、滞环PWM电流控制等。其中固 定开关频率PWM电流控制算法简便,物理意义清晰,且实现方便。 所谓固定开关频率PWM电流控制,一般是指PWM载波频率固定不变,而电 流偏差调节信号作为调制波的PWM控制方法。
19

一重墨奎兰堡主兰垡笙茎 __———————————————————————一。一
三相VSR网侧电压回路方程为

一——
2-(38) 2?3∞



t警+RJk=ek-v&瓴一j1。娶s)

根据对开关函数的傅立叶变换有

铲”喜(.1)“去si州和咖吖Ⅲ钏点。
式中砍为PWM占空比,COs为PWM开关角频率。

令PWM开关频率远高于电网频率,则可忽略式2一(39)中st的谐波项,即 2一(40) s★≈喀 将式2一(40)代入式2一(38)得 t

dmik+Rsik=ek-vd。(dk-{。秘)

2<4D

若把固定开关频率PWM电流控制环节看作时间常数r。(丁,为PwM开关周期)

的一阶惯性环节,并使三相VSR网侧电流屯跟踪网侧电流指令f:,则f:、以满足

盟=÷(卜‘). 4(一2 d)2 z~

一’

将式(2-42)代入式(2-41),得
?



畋=上v.LhR寺‘专‘H璺)
Jdt 2詈sin(研一y一吼)
h。o吃2考刀见2亏万

2-(43)

稳态时若‘PWM调制波为正弦波,且与电动势e。间相角为y,调制比为朋,则 占空比以可描述为 2一(44)

若三相系统对称

∑P。=o∑f。=o∑扣0

2一(45’

∑d。=∑詈sin(研一,一吼)+号=号
l;口'6.c 鼻=d?Dtf一
●一

2一(46)

将式2一(46)代入式2一(43)得


妒*郴。专p纠t
20

2_(47)

第二章三相电压源PWM祭沉器基础

令三角波峰值为2坼,调制波指令为“幺,则

妒等1 2劳t


2<48)

ZUr



式中t。为一个开关周期的功率管导通时间。 对比式2一(48)、式2一(47),得三相VSR调制波指令为

咖等卜p争1专叫
’,出L


2吨∞

.f





若不计VSR网侧电阻R。,则式2一(49)为

ek专1∽训1I
一:}UI一7I,I


2娟。)

厶。\du7

令比例增益砟、砟为

酢:2Ur群:毕
砧二:上kF咯一Kp(i"k一‘)】

2一(51)

将式2一(51)代入式2一(50)得
2一(52)

按式2一(52)设计的三相VSR电流控制系统如图2.8所示。电流内环指令‘由电
压外环PI调节器输出与同步信号合成而得。


图2.8三相VSR固定开关频率电流控制

‘控制算法式2一(52)具有明确的物理意义,即KP表示电流内环比例增益,砟则
表示电网电动势前馈控制增益。前馈控制的目的是消除电网电动势扰动,而图2.8

中除法器的作用是用于补偿直流电压%波动对控制响应的影响。
21

青岛大学硕士学位论文 2.4

SPWM电压生成及系统仿真

2.4.1三角波发生模块 三相VSR电流控制策略中开关管控制信号均由三角载波与调制波相比较得到, 其中调制波由电流内环计算得出,所以需要单独设计一个三角波发生器。图2.9为 Matlab/Simulink仿真平台下的三角载波发生模块。图2.10为输出的三角载波信号, 峰峰值为2,周期0.0002s。

图2.9三角波发生模块

2.4.2间接电流控制仿真 在Matlab/Simulink仿真平台下搭建三相VSR间接电流控制仿真模块,系统结 构如图2.1l所示。系统参数为:电网相电压峰值220V,频率50Hz,交流侧电阻2Q, 电感4.8mH,直流母线电容C=47009F,直流输出电压设定值600V,等效负载50Q。

图2.1l间接电流控制仿真系统

仿真结果如图2.12-2.13所示,图2.12为直流输出电压,图2.13为口相电压 与电流。由实验结果可知,直流电压快速跟踪到给定值;交流侧电压与电流同相位, 使系统达到单位功率因数。
..

22

第二章三相电压源PWM整流器基础

图2.12直流输出电压—‰

图2.13

口相电压、电流

2.4.3直接电流控制仿真 在Matlab仿真平台搭建三相VSR固定开关频率直接电流控制仿真模块,系统 结构如图2.14所示。仿真结果与三相VSR间接电流控制相似,都能达到系统要求。

图2.14固定开关频率直接电流控制仿真系统

2.5小结
本章分析了PWM整流器的原理,建立了PWM整流器的数学模型,并搭建了 Matlab/Simulink下的仿真平台。讨论了三相VSR典型的控制系统设计,分析了电压 外环和电流内环的结构及系统参数设计。系统论述了三相VSR电流控制策略,分别 讨论了间接电流控制和直接电流控制两种方法的原理和系统结构。在Matlab/Simulnk 仿真环境下搭建了系统模块,验证了控制策略的正确性。

第三章平衡电网下三相VSR直接功率控制

第三章平衡电网下三相VSR直接功率控制
3.1引言
随着三相电压型PWM整流器控制策略研究的不断发展,一些学者提出了三相 VSR的直接功率控制(DPC)方法。这种方法改变传统的电压外环、电流内环控制,取 而代之为电压外环、功率内环结构,通过控制系统有功、无功功率,来控制系统的 功率因数和交流侧电流。直接功率控制具有更高的功率因数、低的谐波畸变率、算 法及系统结构简单的优点。直接功率控制又分为不定频直接功率控制【24】和定频直接 功率控SUt:z51,不定频直接功率控制的功率内环为一开关选择表来输出功率开关管的 开关状态;定频直接功率控制的功率内环计算得出整流器输入电压指令值,进而通 过SVPWM算法输出功率开关管的开关状态。

3.2有电网电压传感器的直接功率控制(不定频)
三相VSR不定频直接功率控制可分为含有电网电压传感器和不含有电网电压 传感器两种方式,本节主要讨论含有电网电压传感器的控制算法。三相VSR不定频 直接功率控制的核心是功率开关表,传统的功率开关表由于有较多的零开关矢量, 造成了网侧电流含有高次谐波,本节在详细分析功率开关表生成机理的基础上,改 进了功率开关表中部分开关的选择,降低了交流电流的谐波。 3.2.1系统原理与框图

图3.1‘有电网电压传感器的不定频直接功率控制系统

有电网电压传感器的不定频直接功率控制系统如图3.1所示,其中由网侧电压

与电流传感器获得的P出,k,经坐术--.….,…z。,10锄,锄,计算出电网瞬时供给有功功
率P=P易f筇与无功功率g=P。T,./i。声,将它们与设定值p阿,gⅣ做滞环比较后输
25

出开关状态Sp,Sq:

&=忙耄三Z:Z及&={≥黧三Z:瓷。
其中日,,,H。为滞环宽度。开关状态s,,《与幅角么%共同决定开关器件的开关状态
s曲。:Sa'Sb'Scr,进而最终确定空间电压矢量。空间电压矢量采用12区间分区,即

(n-2,6≤p。<(以一1)吾’刀=l,2,…,12,如图3?2所示。

n心 87/
v。

形I



■/02

夕幻


/Olo

‘瀑
钆\y。

VI

57

图3.2电网电压矢量12区恻

3.2.2开关表制定 取d轴定向于P甜,在由同步旋转坐标系下整流器的数学描述为(即2一(12))

卜誓+f,R+础川‘叫由叫由’ l c警咆旷等
其中P二:kd g=P三;,.,屯化简为

3-(1)

2 o】及‰=屹‰=%r(伊)一1脚。此时有功功率p P三‘与无功功率

{pr=ed啊id
虑电流变化且R,=-0,工,兰0时,式3一(1)中第一式的分量近似式为

3吨,

这表明在同步由坐标系下实现了电流屯与i,对有功p与无功g的解耦控制。在仅考

卜誓邓d叫d


3娟,

【三:言亍_玑,

至此可以给出空间电压矢量(开关状态)的确定步骤如下:
?

由滞环输出状态(S,,S。)确定(p,g)的升降状态;

26

第三章平衡电网下三相VSR直接功率控制
● ?

由式3一(2)确定(‘,iq)的升降; 由式3一(3)确定(蚴,“。)正负;


?依据P筇所在扇区位置(这正是由么‰+900位置而定),确定6个有效
空间电压矢量VI.V6中的某一个,7不满足条件时选临近(开关最少)的 零电压状态Vo或V7。
总结之,Sp=1一%≤ed,Sp=0一“d>%,Sg=1一l,9>0,Sq=0专Ug<0。 为清楚,以(sP,S。)=(o,1)为例说明,此时,p J,q个,由式3一(2),毛山‘上(eP

哆名<o d%<o),再由式3一(3),只要选择%取较大的正值(以使.ed-ud<o)
和“。取正ffiep,-]。

在无网侧电压传感器情况下,按照磁链12个扇区{(刀一2夕兰≤巳<f,刀一1夕兰,
门=1,2,…,12}给出非零空间电压矢量缈,f=l,...,6,mod(6))及零空间电压矢量慨,),
KⅢ)/2为杉与%。中间的矢量。开关选取规律如下:

c?,罗印在巧与K什帅之间,锄在K。与K:之间。当s朋=[1]时,取vo∥当s用=[习 时,取珞。,当s朋?[a,,取k:,当s用=[胡时,取%.,警者珞。。
(2)少筇在K州)/:与吆。之间,e印在珞:与珞,之间。‘当S朋--I I时,取vo.7,当
11

s腭=[:]时,取%:,当s胛=[0]时,取%,,当s朋=[习时,取%,,或者心:。
传统开关表如表3.1所示,其中,当(S,,S。)=(1,O)和(1,1)时,表中出现较多的 零状态{Vo,v7),即断开与网侧的能量联系,等状态至(S,,S。)=(0,0)和(0,1)时再恢 复与网倾II的联系。
表3.1传统开关表
Sp


Sq

—。——

0l





Vl 蛎 蟛 够

04








07


蟛 蟛 蟛 蟛





0lo 圮

q。
蟛 % 钐 蟛

012


————

蛎 蟛

够 % 蟛


蛎 蟛 钐 蟛

1 O 0

l O 1

配 蟛 蟛







嘭 蟛




哆 够




圮 够

蟮 蟛

27

青岛大学硕士学位论文

采用传统开关表时,会使交流侧电流含有一定的高次谐波,为消除谐波影响,

我们对传统开关表中一些开关状态进行了改进,改写了6,,&)=(1,o)和 bp,S。)=(1,1)两种情况下开关电压矢量的选择,新型开关表如表3.2所示,两种开
关表的仿真实验对比表明改进的合理性。
表3.2新型开关表
Sp Sq 口l 02


够 蟛 坼 哆

吼 蟛 蟮 杉 蟛


蟛 蟮 杉 蟛


” 蟛 蟮 杉

p.


蟛 蟛


以 蟛
蟛 钐 蟛

幺。
蟛 蟛 蟮 蟛

19l。
够 蟛 蟛 钐

q:
蟛 蟛 嘭 够





圮 蟛 蟛 杉

V5

蟛 蟛 够






钐 坼 哆











3.3基于虚拟磁链无电网电压传感器的直接功率控制(不定频)【2q
本节主要讨论不含有电网电压传感器的控制算法,这种算法采用了“虚拟磁链” 的概念,通过构造一个电网电压估计器来达到省去电网电压传感器的目的。无电网 电压传感器不定频直接功率控制不但节省了系统成本,而且由于采用了“虚拟磁链”, 对电网的波动有一定的抗干扰性和鲁棒性。 3.3.1系统原理与框图 图2.1中的网侧可视为一个虚拟交流“电机”,其中,R,,L,分别视为其定子电

阻与电感。引入虚拟磁链向量%后,式2一(11)可重写为

旷足锄+学 警吐鲁+%
据此可提出如下两种估算虚拟磁链少甜方法:

3-(4a)

3叱b,

1)当有网侧电压传感器(即锄可用)时,注意到R,兰0(通常是合理的),则

由3一(4a)得‰兰k破,这说明虚拟磁链妒叩角度对哆侧电压e印滞后90。。当虚
拟磁链轨迹为圆,即y筇=岛【co鲫f

sincot]T时,得P筇=d罗筇/出=∞.膨印。

2)当无网侧电压传感器而有网侧电流传感器(即不用锄而用如时),由3一(4b)

得甲筇=工,锄+fH筇也,注意其中锄可用.1,如及开关函数表出。

第三章平衡电网下三相VSR直接功率控制

虚拟磁链和电压关系如图3.3所示,其中P,:三。竺譬为电感压降矢量。


5衍

图3.3虚拟磁链与电网电压

电网瞬时供给有功与无功功率分别为

I p=P易i筇

【g=P易Ji,。p
注意到P叩=d罗筇/dr=戗膨邵,于是又可得到

IP=∞y易J 7’锄=∞f,罗。‘一罗声屯,J \q=,ov,二paT Ji;B=∞《粤。i。+P Bi8)
由电流乞,厶,t和虚拟磁链y筇构造的系统结构如图3.4所示。其中开关表生成 原理与有电压传感器算法相同。

图3.4基于虚拟磁链的不定频直接功率控制系统

3.3.2传统开关表与新型开关表仿真实验 根据整流器的动态数学描述,构建其在MatIab/Simulilll(环境下的仿真模型,并 对基虚拟磁链的不定频直接功率控制进行了仿真实验,系统仿真结构如图3.5所示,

青岛大学硕士学位论文

图3.6为开关表子模块结构,图3.7为虚拟磁链估计与功率计算子模块。

图3.5基于虚拟磁链的不定频直接功率控制系统仿真图

tchtable

图3.6开关表子模块

Ic

图3.7虚拟磁链估计及功率计算子模块

系统仿真参数为:电网相电压峰值380V,频率50Hz,交流侧电感4.7mH,直流 母线电容C=4800/zF,直流输出电压设定值800V。图3.80.12分别为直流母线输出

电压V矿网侧相电压乞与相电流ia(传统开关表)、虚拟磁链少叩、相电流ia(传

第三章平衡电网下三相VSR直接功率控制

统开关表)及相电流fa(新型开关表)的谐波分析。

图3.8直流母线输出电压

图3.9口相电压与口相电流(传统开关表)

薹。e
鑫o¥

蓁。?
--I-l



I.

.|.. .J—1.

-.|.. 一.1一I.

_-I一

嬖。:

l。一l l-…-。

.‘

图3.11口相电流的谐波分析(传统开关表)

图3.12口相电流的谐波分析(新型开关表)

仿真结果显示,直流输出电压很快建立并达到设定值,且达到网侧相电流与电 压波型同相位(功率因数为1),虚拟磁链近乎圆形,电流畸变低于2‰且采用新 型开关表时的交流侧电流谐波畸变低于传统开关表时的情况。

3.4基于虚拟磁链无电网电压传感器的直接功率控制(定频)【24】
三相VSR定频直接功率控制与不定频直接功率控制有相似之处,它的功率内环 不是采用开关表的形式,而是将有功、无功功率与参考值的差值经过Pl调节器得到 整流器输入电压,之后采用SVPWM算法跟踪这一电压矢量,得到功率开关管的开

31

青岛大学硕士学位论文

关状态。定频直接功率控制使开关管的开关频率固定,降低了对开关管的损耗。 3.4.1系统原理与框图 图3.13为三相VSR定频直接功率控制系统结构图,外环为电压环,内环为功 率环,通过构造一个功率估计器计算有功、无功功率,整流器输入电压矢量的区间 位置可由虚拟磁链的位置得到。由上节知识可得

jp2国%.,7锄2∞(咒‘一%屯)
罗筇=Ls0+J脚印dt

3一(5)

\q=硼:BJT魂够=∞呷ni。+甲Bi B、)
3一(6)

图3.13基于虚拟磁链的定频直接功率控制系统构造图

将估计的有功、无功功率与有功、无功功率指令值比较后的误差值经PI调节器 输出,通过坐标变换计算得SVPWM算法的两相静止坐标系下的输入值。
3.4.2

SVPWM电压生成【271

步骤l开关作用时间的计算

图3.14

SVPWM算法的区间划分

图3.15

III区间电压关系

参考电压矢量%分为六个区间,如图3.14所示。当%落在任意区间时,可
由相邻的两个有效电压矢量¨和珞。及它们在一个开关周期t内的作用时间Z和
32

第三章平衡电网下三相VSR直接功率控制

曩。合成。我们提出一种利用坐标变换来求取Z和曩。的简便方法。当电压矢量%
运行到某一区间,.由矢量关系可得

州了2眦;。

U%+。It=l一+,lI+,

3.(7) 一

式中%和%+.是%在形珞。坐标系的投影。将式3一(7)写成矩阵形式有

时附南
j‰2%+%c。s6旷
【‰2%cos30。
将式3一(9)带入式3-(8),可得

3娟,

由上式可知,如果找到筇坐标系到K珞。坐标系的变换矩阵,就可以通过%在

筇坐标系的分量‰和%计算出Z和曩,。以III区间为例,各电压关系如图3.15 所示,‰和‰可由形%,坐标系分量表示为
3一(9)



滴水吲
酣心吲南
3∞。,


同理可以求出%在其它区间时相邻电压矢量的作用时间表达式

其中k为扇区编号,坐标变换矩阵M。在各个区间分别为

M1=

I一 3




O——
,、

2压


一l—— 3

.以

M 3=


萼竽 打了打『


M5=


一l一—— 3



一.●l

一l

M4=



膨6=

一—— 3







鱼耘了

l一巫


M2



压一nI
3一; ∥In压了



按式3一(10)计算的开关作用时间需做饱和判断,当Z+耳。>瓦,实际运算的

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2罴小蔫。
步骤2扇区判断

通过以下算法计算参考电压%所在扇区

(i)计算

%?=‰ 矿一!!‰‰

%:2芋一孚 Ⅳ一.√3‰‰ %s一子一孚

(ii)il。算彳,B,C

若%l>0,则A=1,否则A=0 若%2>0,则B=l,否则B=0 若%3>0,则C=I,否则C=0
(iii)计算所在扇区号N=彳4-"2B+4C。 步骤3参考电压矢量的合成 为了减少PWM信号造成的谐波分量,空间电压矢量的选择应尽量使开关波形 在一个周期内对称。选用规则如下: III区间内,依次为 圪一K一砭一巧一巧一心一K一% I区间内,依次为 %一%一砭一巧一巧一砭一珞一% V区间内,依次为 %一蚝一圪一巧一巧一虼一蚝一圪 IV区间内,依次为 圪一以一■一巧一巧一■一虼一% VI区间内,依次为 圪一蚝一圪一巧一巧一圪一以一% Il区间内,依次为 %一K一圪一巧一巧一圪一K一% 仍以III区间为例,说明如何输出开关信号s咖。为处理器计算方便,各开关作 用时间均采用其在一个周期内的占空比表示,即dl d:,do。当需要输出如图3.16所 示的开关信号Sa%,s。时,可利用周期为I,幅值为1的三角波分别与幅值为
34

第三章平衡电网下三相VSR直接功率控制

d。+d:+do/2,d2+do/2,do/2的常值信号比较,如果常值信号大于同时刻三角波,
输出为1,否则输出为0。




j\

l!\
TI

/I




j\ /



是 筑 墨

。。。。。。。。。。。。。一2。

f玉:
2.

1{肓

-。●●__________——

图3.16

III区间开关量输出示意图

3.4.3仿真实验 根据图3.13所示,在Matlab/Simulink环境下搭建三相VSR定频直接功率控制 系统仿真模型,如图3.17所示。图3.18为虚拟磁链估计及功率计算子模块,图3.19 为SVPWM算法子模块。

图3.17定频直接功率控制系统仿真图

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图3.18虚拟磁链估计及功率计算子模块

图3.19

SVPWM算法子模块

系统仿真参数为:电网相电压峰值380V,频率50Hz,交流侧电阻0.59l,电感 4.7mH,直流母线电容C=4800#F,等效负载1001-1,直流输出电压设定值800V。图

3.20-3.24分别为直流母线输出电压%、网侧相电压乞与10倍相电流‘、虚拟磁链 罗础、相电流‘的谐波分析及整流器桥臂输入电压。

第三章平衡电网下三相VSR直接功率控制

图3.20直流母线输出电压’,名

图3.21网侧相电压乞与10倍相电流ia

.炉
图3.22虚拟磁链%轨迹

图3.23相电流‘的谐波分析

图3.24整流器桥臂输入电压

仿真结果表明,直流输出电压很快建立并达到设定值,且达到网侧相电流与电 压波型同相位,虚拟磁链近乎圆形,交流侧电流畸变1.58%,完全满足工程要求。

3.5小结
本章详细论述了三相VSR的直接功率控制技术,分别讨论了不定频直接功率和
37

青岛大学硕士学位论文

定频直接功率两种方法。在分析不定频直接功率控制原理的基础上,针对传统开关 表的不足,改进了其中部分开关量的选择,降低了交流侧电流的高次谐波。仿真实 验对比了两种开关表的效果,验证了对开关表改进的有效性。本章还提出一种简便 的计算SVPWM算法中开关管作用时间的方法,利于数字处理器的算法实现。

第四章不平衡电网下三相VSR直接功率控制

第四章不平衡电网下三相VSR直接功率控制 4.1引言
三相PWM整流器控制策略研究中,一般假设三相电网电压平衡。当电网电压不 平衡时,以电压平衡为约束设计的系统会出现不正常的运行状态,可能导致严重后 果。电压不平衡时,会在整流器直流输出侧产生6、12、18等6的整数倍的特征谐 波和2、4、8、10等次数的非特征谐波【2&301。而直流侧谐波又导致三相PWM整流器 直流电压谐波,直流电压谐波又会影响PWM整流器交流电流波形,使交流电流波形 含有谐波。到目前为止,有两大类方法可抑制电网电压不平衡而导致的直流电压2 次谐波。(1)在采用平衡条件策略条件下,适当增大三相PWM整流器交流侧电感和 直流侧电容取值,可以降低谐波幅值【291。(2)采用不平衡控制策略[31-38】,从控制策略 上抑制电网电压不平衡时直流电压的2次谐波,改善三相PWM整流器的运行性能。 ERioual提出了一种控制三相PWM整流器网侧瞬时功率来抑制直流电压2次谐波的 方法,它是通过控制网侧瞬时有功功率2次脉动分量为零、平均无功功率为零,以 抑制直流电压2次谐波,并实现网侧最大功率因数运行。H.Song提出了一种正负电 流独立控制策略,它仍是通过控制网侧瞬时功率来抑制直流电压2次谐波,但对于 电流内环的控制是在正、负序旋转坐标系中分别对正、负序电流独立进行控制。 本章采用基于虚拟磁链的无电网电压传感器控制策略,在正、负序旋转坐标系 下对正、负序电流分别进行控制,抑制直流输出电压二次谐波。仿真实验验证了控 制策略的有效性。

4.2基于虚拟磁链无电网电压传感器的直接功率控制(定频)
4.2.1三相不平衡电网电压下的整流器模型【27】 考虑电网电压不平衡时三相PWM整流器数学描述,其主电路拓扑结构如前(图 4.1),虚线以左为电网侧,以右为整流及直流输出侧,在三相静止坐标系下系统动 态方程为
,l;

工,!考警+R;屯k=P咖一(1,出s咖+VNOJ咖J
ql

4一(1)

式中P幽、k分别为网侧三相电压与电流向量,%为直流母线输出电压,s咖为桥 臂开关函数向量,VNO为直流输出侧N点与电源中线0 7点间的电压,J咖表示分量
皆为i的三维向量。足、厶分别为交流侧输入电阻和电感。

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≤扣岵 弋萝』讳£J]
网侧




ih(t)
,7

t. 乓


{毋





缕’ 婴’










弋》』讳亡
L R



丢擘.

ic(t)
一 c

t 《



%、1

《 N

圈4.i=相VSR拓扑结构图

如前一样(见2一(11)),

abc_筇变换,4一(1)化为在筇坐标系下方程

三,生+R,锄:P叩一批 (一4 td)2


5印up

ap

、’

须说明的足,尽管4一(2)形式上与2一(11)相同,但此时其中的所有变量不再是标准 正弦波,而是由零序和正负序叠加形成的。为简单期间,不考虑零序,此时各变量

可分解为正负序分量叠加,如%=珏+喝,其中上标指明正或负序。为单独考虑
正或负序时,将4一(2)写为如下形式

厶誓岖嘞=乞一嘞
其中厂=+1表示正序,,.=一1表示负序。
I sinrcot
cosr颤ot

4-(3)

为对4一(3)进行筇寸由变换,须利用变换阵丁ocot):l c?铲研一S1Ⅳ研l建立


一个向量在筇坐标系与由坐标系(角速度为缈两相旋转坐标系)间的关系,如
以筇r=T(rogt)u:q,这样4一(3)在由坐标系下的等价描述为

工。idi:q+(R+玑,删二=P名一Ⅳ二
4.2.2虚拟磁链估计

4一(4)

当R=。,令里争=厶号手+嘞,其中罗易定义为虚拟磁链向量,于是4一(3) 等价表示为(i).孚=P易及(ii).罗易=卜易西+厶汤。
当虚拟磁链轨迹为圆,

即罗品=岛【co驴研sinrcot]T时,



e叩r=d罗易/dt=,.舐膨易,经坐标变换,得在由坐标系下的关系e筇r=砌罗二,即

第四章不平衡电网下三相VSR直接功率控制

P:=一研妒彳,%r=钟罗;
4.2.3控制原理与框图

4一(5)

将P筇=P茹+P易、奶=锄o+1+珏代入系统有功功率p=易锄和无功功率 q=%T.,锄中,可得
I P=Po+P。2cos(20)+P,2sin(20) 【q=qo+qc2cos(20)+吼2sin(20)
式中

Po=P:1幻.4-1+P;1弓1+P:1石1+P7‘1 P。2=P;1艺1+Pilel+P:1石1+P:1‘1 P,2=P;1b.4-1-e;1弓1一P;1石1+P:1‘1 吼=P;1艺1一P:1‘1+eqlb。--1-e;10‘--1 g。2。eql艺1-e;1‘1+eql石1一P:10‘--1 q,2=一P7e1-e;1譬1+e1石1+‘1‘1
弦谐波分量的幅值,g∥q,:为无功功率中二次余弦与正弦谐波分量的幅值。 式4一(5)带入式4-(6)可得

4一(6)

式中P。、吼分别为平均有功与无功功率,P∥Ps2分别为有功功率中二次余弦与正

P。=f,一罗;‘e1+罗:1‘1+罗i1‘1一罗;1‘1夕?国 P。2=ry;1£1一罗:1弓1一罗q+1石1+罗:1‘1夕?CO P,2=f,一罗二1e1一罗i1‘1一P:1石1一少;1‘1J?CO go=r罗:1艺1+罗≯若1一罗7‘1一罗ihiq-1夕?CO q。2=r一罗:1e1一少q-1‘1+少:1石1+少;1‘1夕?03 q,2=r一罗i1艺1+罗7‘1一罗;1‘1+少:1‘1夕?缈

4一(7)

由上式可以看出,网侧瞬时有功、无功功率可用虚拟磁链么g轴正、负序分量 来表示。当电网电压不平衡时,由于负序虚拟磁链的存在,用虚拟磁链表示的瞬时 有功、无功功率也含有2次脉动分量。为了抑制直流电压2次脉动分量,必须控制 网侧瞬时有功功率2次脉动分量为零,即Pc:=见:=O;为使整流器平均单位功率因 数运行,必须控制瞬时无功功率的直流分量吼=D。设相关有功、无功功率指令为
P P‘、qo、:,、,:: oP0=,:=、∥,2,々 qo qo ::=‘令 P


P P 2以。。2

2,口J,侍父’侃电况瑁令刀 0,可得交流电流指令为

41

m萋骊阿]㈣
刖;墨墨孙排l l矿l L叼叼卅掣.】b_| L叼j
4娟,

劬:=№粤卜飞杠系统结构图如卧2际

图4.2控制系统结构图

对正负序电流分别进行解耦控制,可得整流器桥臂输入电压为

Ⅱ乏=e名一(K沪+争)(i:一i二)一r毗,%
《正负序分量分别为

“卜PH睇+争)(艺r一艺1)+础石4-1 材卜eH睇+等)蝣r一抄蚴.d4- 材d-i*飞1一(睇+争)(∥‘一I.-ld)一观,F “1"=eql一(酶+争)(移。彳’--)+呦dlj'-
开关管。 4.2.4系统仿真实验

4们)

采用SVPWM算法合成整流器桥臂空间指令电压矢量,将产生的开关信号控制

按照系统结构图5.2所示搭建Matlab/Simulink仿真平台,系统模型如图4.3。
42

第四章不平衡电网下三相VSR直接功率控制

图4.4为电流检测子模块,图4.5为虚拟磁链估计子模块,图4.6为指令电流计算 子模块,图4.7为电流环子模块。

图4.3系统结构仿真模型

图4.4电流检测子模块

图4.5虚拟磁链估计子模块

图4.6指令电流计算子模块
43

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图4.7电流环子模块

系统仿真参数如下: 三相不平衡电源电压为e。=350cos(∞t)V, e6=380cos(∞t一120。)V,

e。=365cos(ot+120。)V,缈=1007r rad/s,交流侧滤波电阻R。=0.5f2,交流侧滤波

电感三.=4.7mH,直流储能电容C=470“F,等效负载R=500,直流电压指令值

.1,2=800V。图4.8为直流输出电压%,图4.9为交流侧电流乞,‘,之,图4.10为虚
拟磁链轨迹,图4.1l为整流器桥臂输入电压材。,%,U。。

图4.8直流输出电压

图4.9交流侧三相电流

≤壁鲢鲴
图4.10虚拟磁链轨迹
44

≤蒋再■辅

图4.11整流器桥臂输入电压

第pnq章不平衡电网下三相VSR直接功率控制

由仿真实验结果可知,直流输出电压快速达到给定值,且波动幅度较小;交流 侧电流为正弦波形,谐波畸变小,但三相电流幅值不同;虚拟磁链轨迹近似为圆。 实验结果可满足大多数工程需要。

4.3小结
本章论述了当三相电网电压不平衡时三相VSR的控制策略,采用基于虚拟磁链 的不平衡控制策略设计了控制系统,通过构造虚拟磁链观测器省去了电网电压传感 器,抑制了因为电压不平衡造成的直流侧输出电压二次谐波,仿真实验验证了控制 策略的正确性和有效性。

第五章结论

第五章结论 5.1研究工作总结
论文全面研究了PWM整流器及其控制策略,主要工作有:


论文详细论述了PWM整流器的发展及研究现状。

2详细叙述了电压型PWM整流器的原理、拓扑结构、一般数学模型和两相静 止坐标系、两相旋转坐标系下的数学模型。同时研究了PWM整流器电流内 环、电压外环的控制系统设计。 3论述了电压型PWM整流器的电流控制策略。描述了间接电流控制策略,主 要包括静态间接电流控制和动态电流控制。针对间接电流控制策略动态响应 慢及对系统参数比较依赖的不足,研究了直接电流控制策略,对固定开关频 率PWM直接电流控制作了详细论述并通过了仿真实验加以验证。 4阐述了较为先进的PWM整流器直接功率控制。分别讨论了不定频直接功率 控制和定频直接功率控制。针对不定频直接功率控制中开关表的不足设计了 新型开关表,改善了电流波形(成果见《青岛大学学报》工程技术版2007
Vol

1)。同时对定频直接功率控制中SVPWM算法的开关作用时间计算提出了 简化方法,提高了计算效率,有利于处理器的实现。 5论述了电网电压不平衡时PWM整流器的控制策略。详细阐述了降低VSR 直流侧电压谐波的控制方法,通过基于虚拟磁链的无电网电压传感器算法实 现控制系统(成果见IEEE ISPWDGS.2007.8)。 6受时间及实验条件限制,本课题未进行整流器控制系统的硬件实现与软件编 程,对谐波抑制及双向逆变器等与整流器联系密切的领域进行的研究还不很 深入。

5.2拟进一步研究的问题
关于PWM整流器的控制策略及其应用,仍有许多要进一步研究的问题,结合 本人兴趣与特长,拟继续关注下面的问题: 技术实现:用11的数字信号处理器(DSP)TMS320LF2812作为控制芯片,结 合工程实际对上述PWM整流器控制策略进行软硬件开发与设计。 应用:PWM整流器应用领域广泛。可进一步研究其在可再生能源并网发电、有 源滤波等系统的控制策略。

47

参考文献

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AC-to-DC converter with

fixed

switching

frequency

们.IEEE Tram.Ind Appl,1 990,26(5):880-885
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and

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current
for

boost type

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12

Marian
691.703

EKazmierkowski,Luigi

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control

techniques

three-phase

voltage-source

PWM

converters:A

Trans.Power

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Boroyevich

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source

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converter

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virtual

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voltage.『J1.IEEE ISPWDGS,2007 PWM
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●●

3 l

ERioual.H.Poouliquen.and
state using


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A.V.Stankovic.T.A.Lipo.A
fJl.PESC 2001,1309.1314

generalized control method for input-output harmonic elimination of

the PWM boost type rectifier

under

simultaneous

unbalanced

input voltages and input

impedance.
input

35

H.Song.K.Nam.Dual current voltage

control

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under unbalanced

36

conditions.【J】.IEEE Electronics,1999,46(5):953-959 GSaccomando.J.Svensson.Transient operation of grid-connected voltage
Trans Ind unbalanced voltage

source

converter

under

condition.明.IEEE

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37

Sung.Chan.Dong.Seok Hyun.New contr01 without phase

scheme

of three-phase input voltage

PWM

AC-DC

converter Trans

angle

detection under the

unbalanced

conditions.叨.IEEE

Power Electronics,2002,17(5):616-622 38

Sub,Tijeras、‘Lipo synchronous frame for PWM
Yongsug

T.A.A nonlinear AC,DC converter

control of the instantaneous

power in

dq

under generalized unbalanced

operating

conditions.【J】.IEEE Ind Appl,2002,2:11 89-ll

攻读学位期问的研究成果

攻读学位期间的研究成果
l刘钊,赵克友.三相PWM整流器不定频直接功率控制.青岛大学学学报 2007,V01.22(1):11-16
2 Zhao Liu,Ke—you Zhao.An
ac

voltage-sensorless control scheme based
source

on

virtual

flux of three—phase PWM rectifier under unbalanced 2007

voltage?IEEE

ISPWDGS,

51

致谢

致谢
本论文能够顺利完成首先要感谢我的导师一赵克友教授,无论是学术上
还是生活上,赵老师都给了我极大的帮助和关怀。他严谨、求实的治学态度 深深地感染了我,他的言传身教使我在完成学业的过程中获益良多。在此, 谨向赵老师致以最由衷的敬意! 在课题的进行过程当中,自动化工程学院的其他老师也给了我极大的关 心和支持,在此也对他们表示衷心的感谢,感谢他们三年以来对我的教育和 培养。 感谢同级的关中杰、高利芬、王娜,感谢师弟张叶明,师妹张鹏对我生 活和学习上的帮助,他们给了我热心的帮助和支持,给我创造了一个良好和 谐的学习环境,为课题的顺利完成给予了很大的帮助,使我能够顺利地完成 三年的学习。


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