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单相正弦波变频电源报告


单相正弦波变频电源报告 徐慧兵 丁以胜 钱玉彬

本系统基于面积等效原理和奈奎斯特定理,采用 AC-DC 变换的方法,实现了市电 到直流电压的转换;采用 SPWM 逆变器实现本地 DC-AC 的转换,采用 DDS 产生频 率可变的 SPWM 脉冲,实现了本地交流电源的变频;采用 MAX197 采样、反馈,实 现了对本地交流电源有效值的控制以及缺相和过流保护。<

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一.方案的选择与论证
1.题目要求及相关指标分析 本题目要求制作以单相正弦波变频电源,输出线电压有效值 36V,输出频率 20-100HZ,各相电压的有效值小于 0.5V,输出负载电流 0.5A-3A 时,输出线电 压有效值保持在 36V,误差小于 5%。基于上述要求本设计采用 AC-DC-AC 变换的 方法,采用 SPWM 控制逆变器实现变频。由于逆变器的开关以及感性、容性负载 等对逆变器输出交流信号的延迟较严重,为了及时稳定变频电源的幅度,本设计 采用多片 A/D 同时采样输出交流信号。 2.方案的比较与选择 1) 正弦波脉宽调制实现方案的选择 (1) 自然采样法

三角波发生器 电压比较器 正弦波发生器

SPWM

图 1 自然采样法 按照 SPWM 控制的基本原理,在三角波和正弦波的自然交点时刻控制功率开关 器件的通断,这种生成 SPWM 波形的方法称为自然采样法,采用硬件实现时的方 框图如图 1 所示。 图 1 中三角波发生器负责产生符合要求的 SPWM 载波信号(三角波) ,正弦波发 生器产生用户需要频率的正弦波信号, 电压比较器在三角波和正弦波的自然交点 的时刻实现翻转,控制功率开关器件的通断。 自然采样法生成的 SPWM 波形很接近正弦波,若采用软件实现自然采样时需要
1

解超越方程,需要花费大量的时间,难以实现实时控制;若采用硬件实现,为了 控制逆变器功率器件的死区,需要很复杂的硬件来延时。 (2) 规则采样法 如图 2 所示取三角波两个正峰值之间的时间间隔为一个采样周期 Tc ,在三角 波的负峰值时刻 t D 对正弦信号波采样而得到 D 点, D 点作一水平直线和三角波 过 分别交于 A、B 两点,在 A 点时刻和 B 点时刻控制功率开关器件的通断。可见 A、 B 两点间的时间间隔就是脉冲宽度,则规则采样法得到的脉冲宽度为 T δ = c (1 + a sin ωr td ) a 为 调制 度, 即为 三角 波 和正 弦波 的峰 值之 比 , 且 2
0 ≤ a < 1 。 ωr 表示正弦信号的角频率。

设载波比 k =

fc , f c 、 f r 分别表示载波(三角波)的频率和调制波(正弦波) fr

的频率,则一个调制波周期内第 i 个脉冲的宽度为 ? ? 2π i ? ? δ i = a ? 0.5 + 0.5sin ? ?? ? k ?? ? 0≤i≤k。 (1-1)

由式(1-1)可以看出采用规则采样法,为了计算方便,需要在 ROM 中先创 建一个 k 点正弦波表,当采用异步调制时需要根据改变后的载波比,重新向 ROM 中写入正弦波表。这种 SPWM 生成方式比较适宜于采用同步调制。 (3)DDS 调制法 采用 AD9850DDS 集成芯片。AD9850 芯片由高速 DDS 电路合数据输入寄存器 和频率相位数据寄存器和高速 D/A 转换器和比较器组成。 由该芯片生成正弦波和 锯齿波,利用比较器进行比较,可生成 SPWM 波 综合比较,选用方案三

2)SPWM 调制方式的选择(异步调制) 载波信号和调制信号频率不保持同步的调制方式称为异步调制。 异步调制时 保持载波时钟频率 f c 不变,当调制正弦波的频率 f r 发生变化时,载波比 k 跟随变 化,在调制波的一个周期内 PWM 脉冲的个数不固定,相位也不固定。正负半周期 1 脉冲不对称,半周期内前后 周期的脉冲不对称,造成信号的谐波分量较丰富, 4 给后级滤波电路造成困难。 本设计的调制方式选择异步调制方式,载波频率固定为 16.8KHZ,最小载波 比 k =168。

二.系统总体设计方案和实现框图
2

1.系统总体设计方案 将市电通过隔离变压器输入到本地交流变频电源系统, 隔离变压器的输出经 过由整流桥后,产生全波整流信号,全波整流信号经过滤波,生成与输入交流电 对应的直流电,从而实现 AC-DC 的转换。本设计的全波整流桥采用集成整流桥 KBL406。 单相逆变器在 89S52 和 AD9851 产生的单相 SPWM 脉冲的控制下产生单相 交流电。逆变器的输出交流电的频率等于 SPWM 脉冲的基波频率,通过控制 FPGA DDS 模块的可控分频比 N ,实现对调制正弦波频率的控制, SPWM 脉冲的基波频 率等于调制波的频率,系统采用这种方法实现变频。逆变器输出的单相交流电经 过缓冲吸收和 LC 滤波电路,生成本地单相正弦交流电。将锰铜片分别串的到单 相交流电的相线中, 通过采集锰铜片上的电压, 实现对该相交流电的电流的测量。 由于锰铜片的电阻只有 2mΩ, I/V 转换后的电压信号很小,通过专用的小信号差 分放大器 AD620 实现对电流取样小电压信号的放大。

2.系统实现框图

市电

隔 离 变 压 器

整 流 电 路

滤 波 网 络

单 相 逆 变 器 控制

缓 冲 电 路

滤波电路

单 相 电 流 取 样

单 相 负 载

单 相 线 电 压 取 样

键 盘 显 示

89S52

FPGA

MAX197 采 样 组

电压放大网络

射随网络

测频

过零比较

放大限幅

图4

变频电源系统框图

三.理论分析与计算 1.整流电路设计

3

图 5 整流电路
图5所示为本系统的整流电路,隔离变压器将系统地和市电电网隔离开,抑 制电网噪声干扰,全波整流桥实现对交流信号的全波整流,全波整流的结果是将 对地对称交流信号的负电压部分对称地翻折到地电平以上,滤波电容 C0 求出该 信号中的直流电压,实现 AC-DC 的转换。分压电容 C1 , C2 的参数一致,保证输 出系统地的电势介于 DC Out 的电势 和 N 端电势的中点,这种地线引出方式是 为了保证逆变电路输出的交变信号是双极性的,并且对系统地直流偏置电压为 0。 实际电路中由于分压电容 C1 , C2 的参数的不一致, 导致逆变电路输出的交变信 号有直流偏置,因此在分压电容 C1 , C2 的后级并入对称的分压电阻 R1 、 R0 ,以抑 制分压电容 C1 , C2 的参数不一致造成的影响。为了保证整流电路有较好的负载特 性,应该选择阻值很小的电阻,但是阻值过小将导致电路的功耗过高,本设计选 择的电阻值为 1kΩ的大功率电阻。假设全波整流桥的整流特性以及各器件的特 性理想, 设隔离变压器的输出电压信号为 u ( t ) = A sin ωt , 则对全波整流桥的输出 电压信号的一个半波求直流分量,则 U avr
2A

2 T 2A = ∫ 2 A sin ωtdt = ,因此整流电路 0 T π
2A2 , R = R1 = R0 。 π 2R

的输出电压 U out =

π

,则分压电阻 R1 、 R0 的功耗为 P =

2.SPWM 逆变电源的谐波分析
通过 AD9850DDS 输出正弦波和方波,再对方波进行积分电路调理,可以实现频率 任意可调的三角波和正弦波,通过比较器 LM311 产生 SPWM 波,

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+5V Cp3 0.1uF +5V Rp1 68K Cp1
三三三 音音

+5V +5V 8 Rp3 68K 5 3 7 2

+5V Rp5 1K PWM

GND 0.1uF 22uF

U3 LM311N 6

Rp2 68K

Rp4 68K

GND GND GND

三角波和正弦波经过 LM311 比较器后的 SPWM 波
利用反向器集成芯片 74HC14 实现 PWM 信号的反向,互补的两路信号分别驱动两个 推挽结构,输出两路驱动信号 PW1 和 PW2,送往 IR2110 进行驱动 IRF540。为提供较大驱

5

4 1

Cp2

动电流,将反向器并联使用。方案三综合了前两个方案的优点,实际测试中效果良好,信号 的高低电平转换的延时时间约为 200ns,且两路信号互补对称

U4F 13 12 MM74HC14N U4E PWM 11 10 MM74HC14N U4D 9 8 MM74HC14N

+5V

+5V Qp2 8050D PWM2 Qn2 8550D 6 U4B 4 3 U4A MM74HC14N 2 U4C 5 MM74HC14N MM74HC14N 1 PWM

Qp1 8050D PWM1 Qn1 8550D

GND

GND

经过反相器 74HC14 的两路 SPWM1 和 SPWM2

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3.逆变电路设计
输出逆变电路应采用桥式逆变电路, 这样就需要有两个高边驱动电路, 为了简化驱动电 路,驱动电路可以选择两只 IR2110 半桥驱动器构成全桥驱动电路。输出侧逆变电路中开关 管可以选择耐压 100V 的 MOSFET,如 IRF540。这样输出逆变电路如下图所示

逆变电路

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经过 IR2110 驱动 IRF540 后的输出波形 对 IR2110 驱动 IRF540 输出的波形进行二阶无源滤波解调输出正弦 波。

经过低通滤波后的波形 4 电压电流功率有效值测量 逆变输出的信号经过低通滤波, 单相电流由电流检测器转换为电 压, 单相电压信号由真有效值测量电路检测。 真有效值电路由 AD637 电路构成。
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AD637 内部电路

AD637 精确调整电路 AD637 在测试时,可以输入 1V 直流电,实际输出也为 1V 直流电, 当逐渐增大输入直流电时,会有 0.02 到 0.2V 的电压误差。当输入峰 峰值为 2V 的交流电时,理论值输出值为 0.707V,但是实际输出值会 比其值大。随着输入的交流电增大,其误差也会逐渐增大,有 0.4 到 1.2V 的误差范围!为消减误差范围,可以在 AD637 的 13 输入端串
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接一个电阻,具体值大小要在电路中测试,但是其电阻要大于 150 欧 姆,否则会因电流过大引起芯片烧毁,切记!

5 测频电路设计



测频电路

如图 所示前级放大器 LM741 的输入来自于相电压的电压衰减网络, 该衰减 网络的输出电阻很大,为了实现衰减网络和测频电路的阻抗匹配,在测频电路的 输入端加上一级射随。 电压衰减网络将峰值为 30V 的相电压衰减为峰值为 4V 的 电压信号,为了抑制由于衰减网络参数不稳定引入的寄生调幅,在测频电路中加 入一级放大限幅电路,后级的 LM311 和两个电阻构成迟滞比较器,能够很好的 抑制地比较器输出脉冲沿上的抖动,使输出的脉冲具有干净的沿,便于后级 FPGA 测频。

三 测试数据与分析 1.系统测试方框图
三相电阻箱

单相正弦
单 相 自 耦 调 压 器 隔 离 变 压 器

交流电压表 交流电流表 失真度测试仪

波变频电 源系统

数字示波器
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直流稳压电源

输入端分别用交流电压表,交流电流表测量该相的电压、电流有效值,用示 波器测量相电压的输出频率,与系统测量的电压有效值、电流有效值、频率值对 比。功率的测量是建立在电压有效值、电流有效值测量的基础上,功率等于电流 与电压的有效值之积

四 总结分析与结论
根据本设计的理论分析与实际测试结果表明: AD9850DDS 配合外围电路产生三角波和正弦波,再经过 LM311 实现 SPWM 波 是可行的.SPWM 输入 IR2110 驱动场效应管 IRF540 时输出的波毛刺比较严重,因 为 IRF540 栅极加的电阻不能过大,在 10 欧姆到 20 欧姆之间比较适合。IR2110 连接 6 和 5 的二极管选用快速恢复二极管比较好,如 MUR1560。场效应管可以考 虑换成 2SK1358 或者 IRF840 专门的功率管,效果应该会好很多!在有效值测量 电路中,要注意 13 输入端串联的电阻要起码大于 150 欧姆,不要用太小的电阻 去调试电压!

八.参考文献 [1]王兆安 黄俊.电力电子技术[M] .北京:机械工业出版

社.2002 年第四版 [2]李瀚荪.电路分析基础[M] .北京:高等教育出版社.2002 年第四版 [3]邓星钟 朱承高.机电传动控制[M] .武汉:华中科技大

学出版社.2004 年第三版 [4]陈颖 张俊洪. SPWM 逆变电源的谐波分析及抑制策略 [J]船 . 电技术.2005 年第一期 [5]Ed Palko.Living with Power System Harmonics[J].Plant Engineering.June 18.1992.Page48-53 [6] 朱晓琴.一种宽变频范围的数字式变频电源[J] .电气应 用.2005 年第 24 卷第二期 [7]张凯 张一飞.DDS 技术在变频电源中的应用[J] .数控

技术.2004 年第四期
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