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高压输入多路输出双管反激变换器的设计


技术与应用 · TECHNOLOGY

& APPLICATION

高压输入多路输出双管反激变换器的设计
Design of flyback converter of high-voltage multi-output dual switches
洪  帅,陈国柱 浙江大学电气工程学院  浙江杭州 310027



摘 要: 介绍一种适合于较高电压输入的双管反激变换器的拓扑,分析其工作原理,介绍峰值电流控制模式的特点并给 出变压器主要参数设计步骤。给出了设计并调试成功的一台约  60W  三相输入、八路隔离输出的直流开关电源。 实验结果证明:该电路既保留了反激变换器的结构简单、易于多路输出等优点,又解决了其在高压场合的开关 应力大和安全性问题,非常适合于较高电压输入、中小功率、多路输出的直流电源应用场合。 关键词:双管反激;变换器;峰值电流模式;多路输出

中图分类号:TM46

文献标识码:B

文章编号:1606-7517(2008)05-4-116

0 引言
相对于正激变换器来说,反激变换器不需要输出滤波 电感,结构简单,成本降低。相对于半桥变换器来说,反 激变换器输入电压范围广,适合各种不同电压等级场合。 相对于其他非隔离输入变换器来说,反激变换器输入输 出电气隔离,安全可靠性高。而且反激变换器易于多路输 出,常用于多路输出的小功率场合[1]。但是对于输入电压 较高的场合,单管反激变压器的开关管要承受约两倍输入 电压的高压,这对系统的可靠性和开关管的选择都十分不 利。本文介绍一种双管反激变换器的拓扑,对于改善高压 场合反激变换器有十分明显的效果。
图 1  双管反激变换器电路拓扑结构

感;Ls 为变压器副边绕组等效电感。 与单管反激一样,双管拓扑中的主开关管开通时,把 能量储存在磁路中,断开后,磁能转化为电能传至负载。 电路中  D1,D2  把过剩的反激能量反馈回电源  D1,U in。电

1 工作原理分析
电路图如图1所示:M1,M2 为主开关管;D1,D2 为箝 位二极管;D 3  为输出整流二极管;C 1  为输出滤波电容; R1 为负载;LP 为变压器原边绕组等效电感,Lr 为变压器漏

路的工作模式可分为四个部分,如图 2 所示。 [t 0 ̄t 1]t 0 时刻,M1,M2  同时导通,D1,D2  关断,输入 直流电压作用在变压器原边绕组电感和漏感上,变压器漏 感电流线形上升,则有 。箝

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2 控制电路分析
峰值电流模式控制就是在传统电压单环控制的基础上 引入电流内环控制,能够显著提高电源的性能:(1)具有良 好的线性调整率和快速的输入输出动态响应。(2)固有的逐 个脉冲电流限制,简化了过载和短路保护。(3)消除了输 出滤波电感带来的缺点,使电源系统由二阶降为一阶,系 统不存在有条件的环路稳定问题。(4)对并联工作的多台电 源能够实现自动均流等[2]。图  3  是峰值电流模式控制的原 理图。当恒频时钟脉冲置为锁存器后开关管导通,变压器 原边线圈瞬态电流 i1 上升,i1 经采样电阻 Rs 产生电流反馈
图 2  双管反激变换器工作波形

电压  V s。输出电压  V。反馈后与基准电压  V ref  经误差放大 器比较放大,得到控制电压  Ve。当  Vs  峰值达到  Ve  电平值 时,PWM  比较器状态翻转使锁存器复位,开关截止,等 待下一个时钟脉冲。可见,输出电压决定的控制电压和电 感电流决定的采样电压共同决定电源占空比的大小。

位二极管 D1,D2 承受的反压为Uin,输出整流二极管 D3 承 受的电压为 U0+UinN2 / N1,副边没有电流通过。到 t1 时刻, 漏感电流上升到 。

[t 1 ̄t 2]t 1  时刻,M 1,M 2  同时关断。但是由于电感电流 不能突变,形成反向电压,D 1,D 2  导通,M 1,M 2  承受输 入电压  Uin,同时输出整流二极管  D3  导通,副边有电流  iLs 流过负载,电流大小为 。原

边电流 iLr 线性下降,则有 ,t2 时刻原边电流大小为下降至 0。 [t 2 ̄t 3]时,M 1,M 2  仍然处在关断状态。t 2  时刻,原 边电流和箝位二极管上的电流下降为  0,副边电流达到最 大值, 此后呈线性下降,则有 箝位二极管  D1,D2  承受的电压为 M1,M2  上承受的电压也为 边电流下降为 。 。 ,开关管  。到  t 3  时刻,副
图 3  峰值电流控制原理图

当电源工作在占空比  D≥50%  时,由于扰动信号产 生的误差被逐渐放大,导致系统失控,电源的抗干扰性能 差。可以采用加入斜率补偿的方法,实现电流峰值控制开 关电源在占空比  D≥50%  时稳定工作。由于本电源采用双 管反激的拓扑,开关管的占空比需要控制在 50% 以内,所 以不需要加入斜率补偿。 控制芯片采用美国 Unitrode 公司的 UC3845。 采用固定工作频率脉宽调整方式,内部有  5V  精密基 准电压。具有完善的欠压、过压及过流保护。 在双管反激电路中,两个开关管中间有一个为悬浮 地,故不能直接驱动,采取变压器隔离驱动的方法。为了

[t 3 ̄t 4]t 3 时刻,M 1,M 2  导通,直流输入电压  U i n  作 用在变压器原边绕组电感和漏感上,原边电流开始线性 上升,有 。 副 边 整 流 二 极 管   D 3 

仍然导通,副边电流  i L s (t)  以更大的斜率线性下降,为 。t 4   时刻,箝位二极管  D 1,D 2  反压从 上升到  U in,副边电流  i Ls(t) 

下降为 0,副边整流二极管 D3 反偏,开始下一个周期。

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简化隔离驱动变压器的设计,降低成本,对接功率地的开 关管采取直接驱动。

荡降为约 450V(见工作模态 2)。(b)为下开关管及驱动信 号波形,开关管两端峰值约 550V。由上两图可明显看出, 由于箝位二极管的存在,开关管的电压峰值被箝在输入电 源电压。(c)为采样电阻电压及下开关管驱动信号波形;采 样电阻两端的电压峰值约为 2V,即为原边电流波形,原边 电流的尖峰是由副边二极管的反向恢复过程所引起的。另 外,电路的分布参数和管子的性能差别,引起上下管开关

3 变压器参数设计[3]
根据已知条件确定总输出功率  P 0,则变压器原边电流 峰值为                                (1) 式中 Vs 为变压器原边输入的直流电压,Dmax 为工作的 最大占空比。 原边绕组电感量为                           (2) 式中 Vs(min) 为变压器原边输入的最小直流电压。 变压器气隙长度                             (3) 式中 Ae 和 ΔB 分别为有效磁路面积和工作磁感应强度。 原边匝数                                (4) 副边匝数                   (5) 根据上述公式计算得:原边电流峰值为  1.15A,原边绕 组电感量为 0.835mH,气隙长度为 0.035cm,原边匝数为 56  匝,12V 输出取 7 匝,24V 输出取 14 匝,5V 输出取 5 匝, 根据通过电流大小,选取不同的线径。在综合考虑窗口面积 使用率的前提下,适当加大线径,以减小分布参数。

过程中振荡的大小不同。

CHl(上)100 V/格CH2(下)5V/格 (a) 上管驱动信号(下)及管压降(上)

CHl(上)100V/格CH2(下)5V/格 (b) 下管驱动信号(下)及管压降(上)

4 实验结果
以上结构的双管反激式电路较为适合一个  380V  三相 交流输入的场合,作为验证本文分析的一个设计实例, 其主要参数为:输入电压  380Va c,经整流滤波后直流为  500多伏;输出电压有  24V,12V,5V  三种共八路,总 计功率约  60W,开关频率取100kHz,采用输出中的一路 12V/400m A  作为电压反馈采样支路。储能式变压器磁芯 选用锰锌铁氧体  EC35;上管驱动变压器选用锰锌铁氧体  EEl9;开关管选用 SSH5N90;箝位二极管选用 FR307。 图  4  为三相输入实验结果的波形。(a)为上开关管及驱 动信号波形,开关管两端电压峰值约为 550V,经过一个振
CHl(上)500mV/格CH2(下)5V/格 (c) 驱动信号(下)及原边电流(上) 图 4  双管反激式变换器主要实验波形

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图  5  为开关管和变压器从开始工作到温度恒定时的温 度变化情况。可明显看出开关管和变压器最高温度分别不 超过 45℃ 和 35℃,开关管和变压器上的损耗较小。 

5 结论
实验结果证明:该电路输入电压范围宽,从直流150 ~510V 均能正常工作;采用箝位二极管,在反激过程中把 开关管承受的电压尖峰箝制在输入电源电压,不但简化结 构,节省成本,而且提高效率;用双管代替单管,每个开 关管上承受的电压应力均为输入电源电压,扩大了开关管 的选择范围,增加系统的可靠性。总体来说,双管反激的 拓扑既保留了反激电路的优点,又扩大了开关管的选择范 围,该电路非常适合高压输入的中小功率要求。

图 5  开关管和变压器温度变化

图  6  为满载时不同电压输入条件下各输出支路的输出 电压。实验结果证明:输入电压从  150~400Vac,各支路 输出电压幅度已达到设计指标。 经数月的长期带载运行实验,应用各项稳态(如幅 度、纹波、温升和效率)和动态(开停机、变负载和输入 电压)等均符合设计要求,可靠性良好,已成功应用于某 电力电子装置产品的辅助电源之中。   

参考文献
[1] Abraham I Pressman.开关电源设计[M].王志强 (译).北 京:电子工业出版社,2005. [2] 胜 利 . 现 代 高 频 开 关 电 源 实 用 技 术 . 北 京 : 电 子 工 业 刘 出版社,2005. [3] 张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计[J].北京:电 子工业出版社,2004. [4] Zhang Xiangjun,Liu Hankui,Xu Dianguo.Analysis and design of the flyback transformer[j].IECON, 2003,1:715-719. [5] Jitaru Ionel Dan.High efficiency flyback converter u s i n g s y n c h r o n o u s r e c t i f i c a t i o n[A].I E E E A P E C proceedings[C].2002:867-871.

图 6  满载时不同输入电压下各输出支路电压

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