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新型IGBT器件的设计与建模


厦门大学 硕士学位论文 新型IGBT器件的设计与建模 姓名:杨玲玲 申请学位级别:硕士 专业:微电子学与固体电子学 指导教师:李开航 20090601

摘要
绝缘栅双极晶体管IGBT(Insulated
Gate Bipolar

Transistor)于结合了

MOSFET和BJT各自的优点,

表现出开关速度高、饱和压降低和可耐高压、大 电流等优良特性,是一种用途十分广泛的半导体功率器件,许多领域已经逐步取 代了电力晶体管(GTR)和电力场效应晶体管(MOSFET)。目前,国内对IGBT 产品的需求量同趋增多,但国内暂时还没有独立的生产厂家,所需的IGBT产品 主要依赖进口,因此,开发和研制具有自主知识产权的性能优良的IGBT器件已 成为迫切需要,本文鉴于此背景,努力和国内同行一道投入该领域中进行积极探
索。

本文首先对IGBT的工作原理进行了简述,接着又简单介绍了半导体器件计 算机模拟的相关知识。在对目前较为流行的IGBT器件结构载流子存储型槽栅
IGBT(CSTBT,Carrier-Stored 半导体器件FH—TIGBT(Full
Trench

IGBT)分析的基础上,提出了一种新型的功率 IGBT),在槽栅下新增的N

Hole.barrier Layer Trench

型空穴阻挡层使得器件具有更低的饱和压降和抗短路能力,同时具有CSTBT的 其他优点。本文在工艺上仿真实现了新型结构的IGBT器件,又进一步对其进行 了器件模拟,仿真结果验证了其性能上的优越性。 此外本文还建立了FH.TIGBT的等效电路模型。在没有相应IGBT的SPICE 模型库的前提下,利用等效的电路模型能更方便地实现相关电路的设计。通过合 理的选择等效电路模型以及已知的器件特性曲线和有效的参数提取,使得所建立 的模型与器件的性能有较好的吻合,得到与预期一致的合理结果。

关键词:功率半导体器件;FH-TIGBT;等效电路模型

Abstract

Combining

the

best

attributes

of

both

MOSFET
many

and

BJT,the

IGBT
as

(Insulated
voltage

Gate

Bipolar

Transistor)shows
switching and high

advantages,such saturation

driving,high voltage

speed,low current.This

voltage,
power

undertaking high

semiconductor

device has found abroad applications,and gradually takes the place of GTR and MOSFET.At present the high performance IGBT is needed urgently. However,most IGBT
our come

from
SO

import because


no

unaided manufacturer

in

country can be

found

far.As

result,nowadays many researchers
new

have

turned

to

designing and developing

advanced IGBT devices.

In this thesiS,we firstly introduce structure and principle of the device,and then briefly address simulation of the semiconductor device. Based
on

CSTBT,a

new

structure of IGBT has been proposed,wh i ch





cal l ed

FH-TIGBT(Full

Hole—barrier Layer Trench
new

IGBT).With



layer of type N

under the trench gate,this but
owns

device costs lower saturation voltage,

stronger

ability of carrying out short circuits comparing to contains all other advantages of CSTBT.The process

CSTBT.Besides,it

simulation of the novel device has been implemented in this work,which veri fi es advantages of
an

the

new

devi

ce.

We buiid

equivalent circuit model of FH—TIGBT.Without IGBT model
can

in SPICE,this equivalent circuit model

be used in the circuit design characters simulated,

expediently.The implementation contains device

effectual parameters extracted and equivalent circuit model refined.We verified that the equivalent circuit model matches the characters of the
new

device perfectly.From the simulation results,the advantages of this
can

novel semiconductor device

be

seen

obviously.

Keywords.Power Semiconductor Device;FH—TIGBT;Equivalent Circuit Model

厦门大学学位论文原创性声明

本人呈交的学位论文是本人在导师指导下,独立完成的研究成 果。本人在论文写作中参考其他个人或集体已经发表的研究成果,均 在文中以适当方式明确标明,并符合法律规范和《厦门大学研究生学 术活动规范(试行)》。 另外,该学位论文为( 的研究成果,获得( 资助,在( )课题(组) )课题(组)经费或实验室的 )实验室完成。(请在以上括号内填写课

题或课题组负责人或实验室名称,未有此项声明内容的,可以不作特 别.声明。)

声明人(签名):栖诠铃

-J,-017年6局暑Et

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声明人(签名):栖论论


7年/月弓日

第一章绪论

第一章绪论
1.1引言
半导体功率器件是电力电子系统进行能量控制和转换的基本电子元器件Ⅲ,

近年来,随着微电子技术的发展,以栅控功率器件与智能功率集成电路为代表的 现代功率半导体技术得到了迅速的发展,极大地推动了电力电子技术的进步。电 力电子技术的不断进步反过来又促使功率半导体技术向高频、高温、高压、大功 率及智能化、系统化方向发展。 上世纪50年代初,第一只工业用普通晶闸管的研制标志着电力电子技术开 始进入由半导体功率器件构成的电能变换和控制的新时代。从此,以功率变换器 为核心的电力电子变换装置几乎应用于现代工业的各个领域,标志着现代电力电 子技术的诞生。同时,诸多研究工作者为研制高性能的功率器件做出了不懈的努
力,并已取得了令世人瞩目的成就。60年代,晶闸管的电压电流容量不断提高,

由普通晶闸管很快就衍生出了快速晶闸管、逆导晶闸管(RCT)、双向晶闸管 (TRIAC)以及不对称晶闸管(ASCR)等,形成了一个SCR家族。60年代后期,
可关断晶闸管GTO实现了门极可关断功能,并使斩波工作频率扩展到lkHz以上。

70年代末,随着MOS集成电路的发展,诞生了MOS型半导体功率器件。功率MOS 是电压控制器件,驱动电路更简单,在低压、高频系统中得到广泛的应用。但是, 由于没有类似于双极型器件的少子注入产生的电导调制效应,随着器件击穿电压 的增大,其导通电阻急剧增大,极大地限制了功率MOS击穿电压的提高,也限制 了它在高压系统中的应用。80年代初,试图把MOS与BJT技术集成起来的研究 导致称为绝缘栅双极晶体管(IGBT)的新型功率器件的发明。IGBT集MOSFET的 栅极电压控制特性和BJT的低导通电阻特性于一身,具有电压控制、输入阻抗大、 驱动功率小、导通电阻小开关损耗低及工作频率高等优点,并具有类似MOSFET 的宽SOA特性,是近乎理想的半导体大功率开关器件,有着广阔的发展和应用前 景。80年代末,商品化的IGBT单管水平已经达到20~50A/80~1000V。由于器 件结构的改进、参数的调整以及工艺水平的提高,到90年代初期,IGBT模块已
达到300A/500~1200V的水平。如今,IGBT模块已经有800A/6500V、1000A/4500V、

1200A/3300V、2400A/1800V的系列产品。最近几年,出现了集IGBT与GTO二者

新型IGBT器件的设计与建模

优势与一身的IEGT及IGCT,其发展态势看好。同时,还出现了以SSPIC、HVIC
等智能化的功率集成电路乜1,它将全控制型电力电子器件与驱动电路、控制电路、

传感电路、保护电路、逻辑电路等集成在一起,这种全新的智能时代还处在不断
发展中。图1.1给出了主要功率半导体器件的发展概貌。

图1-l功率半导体器件概貌‘

总之,在功率半导体器件五十多年的发展历程中,制造技术不断提高,从晶


第一章绪论

闸管靠换相电流过零关断的半控器件发展到PID、SPIC通过栅极或栅极控制脉冲 可实现器件导通与关断的全控器件,从而实现了真正意义上的可控硅。从电流型 控制模式发展到电压型控制模式,不仅大大降低了栅极的控制功率,而且大大提 高了器件导通与关断的转换速度,从而使器件的工作频率由工频一中频一高频不 断提高,目前正向着大容量、高频率、易驱动、低损耗、模块化、复合化方向发 展。其中,IGBT集GTR通态压降小、电流密度大、耐高压和MOSFET驱动功率小、 开关速度快、输入阻抗高、热稳定性好等优点于一身,作为新型电力电子器件的 代表,在中、高压应用领域中备受人们的青睐。

1.2本课题的主要内容及意义
绝缘栅双极晶体管1982年底由美国研制成功,它的英文名称是Insulated
Gate Bipolar

Transistor,缩写为IGBT。还有一些其他名称,如:绝缘栅晶体
Gate

管、绝缘门晶体管(Insulated

Transistor,IGT)、BI—MOS(Bioplat—mode
Modulated Field

MOSFET或Bipolar—MOS Transistor)、COMFET(Conductivity
Effect

Transistor)、BI—FET、GEMFET等。IGBT兼具MOSFET和GTR的多项优点,

极大的扩展了半导体器件的功率应用领域。IGBT的用途非常广泛,小到变频空 调、静音冰箱、洗衣机、电磁炉、微波炉等家用电器,大到电力机车牵引系统都 研制阶段∞3。与国外相比,IGBT的制造工艺技术至少落后十年,IGBT的国产化 形式相当紧迫。因此,开展IGBT的研发工作对我国国民经济和国防工业的发展
具有十分重要的意义。

全球能源的日益紧缺让节能环保课题越来越成为人们关注的焦点,汽车、计 算机、通信、消费电子、工业产品等都要求低功耗、高能效。在这种情形下,研 制和开发更低功率损耗的IGBT仍然是国际上电力电子器件领域的一个热点课 题。为了跟上当今IGBT研究步伐,本论文设计了一种具有较低功耗的新型结构 的IGBT功率半导体器件,通过SILVACO公司的工艺仿真软件ATHENA对新型结构 的IGBT进行了工艺设计,器件结构设计完成之后,再通过器件仿真软件ATLAS 可以实现对IGBT器件性能的优化模拟,目标是完成高性能的IGBT功率半导体器 件设计,并对其运行机理进行深入探讨。 本论文由以下六章内容构成:除本章外,第二章介绍了IGBT器件的结构及 工作原理,包括分类、等效电路、静态工作特性、动态特性、闩锁效应和安全工 作区等;第三章简要介绍了本研究涉及到的半导体器件的工艺仿真和器件仿真的

新型IGBT器件的设计与建模

相关理论知识;第四章给出了新型功率半导体器件IGBT的结构设计,并利用 SILVACO模拟软件对其进行工艺模拟和器件性能优化设计;第五章通过参数提取, 为所设计的IGBT器件建立了SPICE等效电路模型;第六章对本文工作进行了总
结和展望。

1.3本章小结
本章简要介绍了功率半导体器件的发展历程,指出IGBT了在功率半导体器 件家族中的优越性及市场潜力以及本课题研究的相关背景,并提出了本文的主要
研究内容和重要意义。



第二章IGBT器件的结构及工作原理

第二章I GBT器件的结构及工作原理
IGBT(Insulated Gate Bipolar

Transistor)本质上是一个场效应晶体管,

只是在漏极和漏区之间多了一个P型层,即IGBT是一种复合了BJT优点的功率 MOS型器件,它既具有功率MOSFET的高速开关及电压驱动特性,又兼具有双极 型晶体管的低饱和电压特性及承载较大电流的能力的特点,是近年来电力电子领 域中最令人注目并得到最快发展的一种新型半导体器件。
2.1 I

GBT的结构及分类

1.IGBT的结构 IGBT在结构上类似于MOSFET,其不同点在于IGBT是在N沟道功率MOSFET 的漏极上增加了一个P+层,成为IGBT的集电极, 如图2.1所示。从图中可以看

出,IGBT是由一个纵向的PNP管和一个横向的N沟MOS并联而成的。在正常工 作时,P+区衬底接正电位,称为IGBT器件的集电极C(或阳极A),同时也是PNP 晶体管的发射极。通过多晶硅栅介质引出的电极为IGBT的栅极G,IGBT的发射
极E(或称阴极K)将Ⅳ与P—base短接。

6集电极c

图2.1 IGBT的结构

对应于图2.1所示的IGBT结构,表2.1清楚地给出了IGBT中寄生参数的产

生、性质及符号。

新型IGBT器件的设计与建模

表2.1 IGBT的寄生电容及电阻 符号
C。。

名称 栅极一发射极电容

产生和性质 栅极和发射极的金属化部分的重叠引起的电容,取
决于栅极一发射极电压,但与集电极一发射极电压无 关

C。。

集电极一发射极电 容 栅极一集电极电容 栅极内阻 N一-base区电阻 P景区横向电阻

N--base区与P阱区之间的电容,取决于单元的表面 积、漏源击穿电压以及漏源电压 米勒电容,由于栅极和N--base区之间的重叠而产 生 多晶硅栅极的电阻,在多芯片并联的模块中,常常 还有附加的串联电阻以消弱芯片之间的振荡 N一-base区的电阻(PNP晶体管的基极电阻) 寄生NPN双极型晶体管的基极一发射极之间的电阻

C。。

R。

Rd
R.

从图2.1的IGBT剖面图中可以得到IGBT的等效电路模型,如图2.2所示。 图2.2(a)所示的IGBT的等效电路中包含一只理想功率MOSFET,以及一个寄生 NPN晶体管:N+发射区(发射极)、P+阱区(基极)、N--base区(集电极)。在这 个寄生结构里,位于发射极之下的P+阱区的电阻被视为基极一发射极电阻R-。此 外,下列区域组合构成了一个PNP晶体管:P+集电极区(发射极)、N一-base区(基 极)、P+阱区(集电极)。这个PNP晶体管与上面的NPN晶体管一起构成了一个晶
闸管结构。另外,两个相邻的IGBT单元之间还有一个寄生的JFET结构(图中未

给出)。在IGBT正常工作时,要避免寄生NPN晶体管的导通,否则IGBT将失去 栅控能力,发生闩锁效应。因此,等效电路中的寄生NPN管可以忽略,简化后的 IGBT等效电路如图2.2(b)所示,即IGBT可以看作是一个N沟道增强型MOSFET 与一个PNP双极型晶体管的达林顿结构。



gee









(a)IGBT的等效电路 (b)简化的IGBT等效电路 图2.2 IGBT的等效电路模型



第二章IGBT器件的结构及工作原理

在实际电路中,IGBT的图形符号一般有三种,如图2.3所示,其中,实际 应用中多采用图2.3(a)所示的符号。

ectOr

(b)

(c)

图2.3 N型IGBT的图形符号

2.PT—IGBT和NPT—IGBT IGBT在大多数情况下采用垂直式(VIGBT)结构,即栅极、发射极位于芯片

上表面,集电极位于芯片的下表面。此类IGBT的负载电流在沟道之外垂直通过 芯片,而导电沟道则是横向的。平面式IGBT(LIGBT)结构是从微电子技术移植 而来的,其集电极由P+阱区构成,位于芯片的表面,负载电流沿水平方向,此种 结构的IGBT便于集成,但性能没有VIGBT好,故主要用在复杂的单芯片电路中。
目前,垂直式IGBT通常分为两种,一种是最早出现的穿通型(Punch PT)IGBT,图2.4(a)所示的结构,另一种是非穿通型(Non
Through,

Punch Through,NPT)

IGBT,图2.4(b)所示。两种结构的基本区别在于,在P,r型IGBT的N一一base和 P*-collector之间存在一个高扩散浓度的N型缓冲层。PT型IGBT的N‘层掺杂浓 度较低,且有一个N+缓冲层,所以它的穿通击穿电压低于雪崩击穿电压,在加阻 断电压发生穿通击穿前不会发生雪崩击穿,故称其为穿通型IGBT。缓冲层的引 入,降低了双极晶体管的增益,减少了集电极关断拖尾电流,降低了导通压降。 重掺杂的缓冲层大大降低了器件从P+发射极(IGBT集电极)的注入效率,在器 件关断时尤为明显,这造成PH—IGBT的通态压降大于NPT—IGBT。然而,在给定 阻断电压时,P1I型器件有更薄的N一基区,而N一基区的厚度是影响通态压降的关 键因素,因此,合理的设计漂移区和缓冲区的厚度,PT型IGBT可以取得更低的
通态压降。



新型IGBT器件的设计与建模

(a)PT—IGBT



(b)NPT—IGBT 图2.4两种IGBT的结构及其正向截J}:状态下的电场强度分布

图2.4还给出了两种IGBT正向截止状态下的电场强度分布,这也正反映了 两种结构名称的由来:NPT-IGBT正向截止时J。结在N--base区的耗尽层没到达 P+集电极层,电场只分布于N一一base的部分区域,故称为非穿通型IGBT;PT—IGBT 正向截止时J。结的耗尽层终止于N型薄缓冲层,电场分布于整个N‘一base区,故 称之为穿通型IGBT。与PT-IGBT相比,NPT-IGBT的背P+发射区极薄且掺杂浓度 相对较低,所以NPT—IGBT背发射区注入效率比PT—IBBT低得多。在NPT—IGBT中, 因为背发射极电流中的电子流成分很大,器件关断时N--base基区存储的大量电

子可以通过流向背发射区而很快清除掉,空穴可以迅速地流向P阱,所以开关时 间短,拖尾电流小,开关损耗小。虽然NPT—IGBT背发射极注入效率较低且N--base
区较宽,但由于N--base区少子寿命很长,使得N--base区载流子电导调制效应 更加显著,NPT型IGBT的饱和压降并不比PT型高。另外NPT型IGBT有一个突 出的优点就是器件关断时拖尾电流随温度变化很小,器件的可靠性很高。


第二二章IGBT器件的结构及工作原理

P,I’一IGBT和NPT—IGBT的制造工艺也有很大的不同H1。P1’型IGBT制作流程如 图2—5所示,它是在P+单晶上外延N+缓冲层和N一基区,再于N一层表面区制造MOSFET 结构而成。由于制造方法的限制,其P+背发射区必须足够厚以保证不碎片,并且 掺杂足够高以保证电阻小,所以P+发射区的空穴注入效率很高:这一结构的优点 是在器件导通时,高的发射效率可使大量空穴从背面注入到N一基区中,大量电子

则通过器件的正面的N型沟道流入N一基区,这样在基区可形成很好的电导调制,
使通态压降很低。但同时,这一结构也产生了一个严重的问题,由于背发射极的 空穴注入效率很高,在流经P+__N一结的电流中,电子流所占成份很小,那么在关 断时,N一区积累了大量电子无法从背P+区流出,电子只能在N一区靠自身的载流子 复合来消失,这大大延长了IGBT的关断时间,从而使PT-IGBT的关断损耗较高。

组摹的茎区p.讨毫p.幸|岳上俄次抖莲*、n.在和上捌柞獬FET培拇
图2.5 PT-IGBT制作流程示意图

在实际中,通常采用离子辐照的方法来控制N一一基区的载流子寿命,减小集 电极电流拖尾时间和寄生双极晶体管电流增益,以此降低关断损耗,提高抗闭锁 能力。然而少子寿命的降低使电导调制作用减弱,影响正向压降,加退火工艺, 可克服这一弱点。通过离子辐射引入的晶格损伤和相应的陷阱复合中心使载流子 寿命和迁移率下降的同时,也造成栅氧化层俘获电荷的增加,造成MOS器件门槛

电压的负向漂移和跨导的退化,为克服这一负面影响,一般要采取抗辐射加固工
艺减少对栅氧化层造成的影响。 图2—6为NPT—IGBT制作工艺流程图,NPT-IGBT中极薄且相对较低的掺杂浓 度的背P+发射区,以及高载流子寿命的基区,使其背发射区注入效率低。所以, 在集电极电流中以通过P+N结向背发射区注入的电子流为主,而由背发射区向基 区注入的空穴流相对较少,关断时,基区存储的大量电子可以通过流向背发射区


新型IGBT器件的设计与建模

而很快清除掉,空穴可以迅速流向P阱,所以开关时间短,拖尾电流小,开关损
耗小。

m单量硅

在单晶硅正面制作

黼∞F曰。结构
图2.6


从背西碱簿到葺}压 新景摩度

背面注入硼形成 琶掺杂演舻茬

PT-IGBT制作流程示意图

2.2



GBT的工作原理

下面以NPT-IGBT结构为例来分析IGBT的工作模式。在图2.1所示的IGBT

结构中,当栅极G与发射极E短接且接正电压、集电极C接负电压时,J。、J3结 反偏,J。结正偏。反偏结J。、J。阻止电流的流通,此时器件处于反向截止状态, 反向电压主要由J.结承担,耗尽层大部分向低掺杂的N--base层扩展,高掺杂的 P+-collector层中的耗尽层则很窄。当栅极G与发射极E短接,集电极C相对于 栅极加正压时,J。、J。结正偏,而J:结反偏,电流仍然不能流通,此时IGBT处
于正向截止状态,电压主要由J:结承载。穿通型IGBT的正反向阻断能力较好。

对于本次设计的具有缓冲层的IGBT(即PT-IGBT),由于N型缓冲层阻止了J。结 的耗尽区向N—base区的扩展程度,使得其反向击穿电压比NPT—IGBT低,即
PT-IGBT具有较低的反向阻断能力。

当集电极C加正压,栅极G相对于发射极E也施加一定的正压时(%>0,
vG。>V。。),IGBT的MOS沟道形成如图2.7所示,电子流从N+-emitter通过该沟道

流入N一一base区,由于电子的注入,降低了N一-base区的电位,从而加速了 P+一collector区向N--base区注入空穴的进程,使器件很快进入正向导通状态。 对于一定的‰,当%达到一定值时,沟道中电子漂移速度达到饱和漂移速度, 则集电极电流I。就出现饱和。随着v6。的增加,表面MOSFET的沟道区反型加剧,
10

第一¥IGBT器件∞鲇构&工作麒理

通过沟道的电子电流增加,使得器件的I。增加。



圈2



IGBT导通时载流子的流向

为了满足一定的耐压要求,N-base区往往选择较厚且轻掺杂的外延层。当 沟道形成后,P’衬底注入到N-base区的空穴(少子)对盯一base区进行电导调 制,使N--base区的载流子浓度显著提高,阻抗减小,降低了N-base区的导通 压降,克服了MOS器件导通电阻高的弱点,使IGBT在高压时仍具有较低的通态
电压。

[GBT在继承MOS电压驱动、安全工作区宽、开关速度快等优点的同时,兼 备了功率BJT正向导通压降小、电流密度大的优点,而且由于在宽基区很好地利 用了载流子的电导调制效应,从而克服了MOS导通电阻随器件耐压的增加而增大 的致命缺点。虽然相对于MOS而言IGBT的工作频率有所下降,但是它已经适合 在几十千赫兹的频率下工作了。另外,IGBT的制作工艺是与MOS兼容的01,在工 艺上没有难度,适合大规模生产。综上所述.IGBT综合了以往传统功率丌关器 件各自的优点,较好地实现了开关损耗和通态压降的折衷,是一个较为理想的功 率开关器件,也正是由于IGBT的优良性能.从80年代末起它就已经成为国际上 高频功率开关器件领域的主流器件。
2.3

IGBT的特性分析
IGBT的开关作用是:通过加正向栅压形成沟道,给PNP晶体管提供基极电

流,使IGBT导通;反之,加反向栅压消除沟道,流过反向基极电流使IGBT关断。 IGBT的工作特性包括静态特性和动态特性两类。

新型IGBT器件的设计与建模

2.3.1



GBT的静态特性

IGBT的静态特性主要有转移特性和输出特性。IGBT的转移特性是指输出集
电极电流I。与栅极和发射极电压vG。之间的关系曲线,如图2.8所示。它与功率

MOSFET的转移特性相同,当栅极和发射极之间的电压小于阈值电压V岫时,IGBT 处于关断状态。他IGBT导通后的大部分集电极电流范围内,I。与V。。成线性关系。 栅极和发射极之间的最高电压受最大集电极电流限制,最佳值一般为15V左后。 IGBT能实现电导调制的最低栅极和发射极电压vc。随温度升高略有下降,在25℃
时的值一般为2V"--6V∞1。





V魄

图2.8 IGBT的转移特性

IGBT的输出特性是指以栅极和发射极之间的电压vG。为参变量时,集电极电 流I。与漏源压V晓之间的关系曲线,图2.9给出了典型IGBT器件的IJ关系曲线。 输出特性曲线的形状与双极型晶体管相似,但因为IGBT是压控器件,故其参变 量是栅源电压vGE,而不是基极电流。与功率BJT相似,输出曲线也分为正向阻 断区、饱和区和主动区(放大区),当V。。<0时,IGBT处于反向阻断工作状态。

12

第二章IGBT器件的结构及工作原理

图2.9 IGBT的输出特性(N沟道增强型)

另外,IGBT的通态压降可以近似为背面PN结二极管上的压降与MOSFET沟
道压降之和,因而IGBT的通态压降不低于一个二极管的阈值电压,即为了使IGBT 导通,J。结要正偏,C、E间至少要有O.6V左右的电压。
2.3.2 I GB'I"的动态特性

IGBT的动态特性主要描述其导通、关断时的瞬态过程,即器件的开关特性。 开关速度的快慢对器件的开关损耗有很大的影响,因而在高频应用是器件的开关 损耗在总功耗中占了绝大部分。器件的开关过程可以分为导通和关断两个过程, 其中又以关断过程尤为重要,因为IGBT的开启过程与MOSFET很相似,故开启速 度很快,而关断过程则与MOSFET不同,故减小IGBT的开关损耗主要就是减小该
器件的关断损耗。

从器件的结构及工作原理(图2.1)来看,IGBT器件总电流由两部分组成口1, 既含有来自沟道的MOS分量,又含有从PN结注入的双极分量,即

‰r=k+k。IGBT的开通瞬态特性主要由内部等效MOSFET结构决定陋3,如
图2.10的左端,未加入V旺之前,IGBT处于阻断状态,L≈0,V伍为电源电压值, 加入%后,IGBT转换状态。动态特性是从%由低转向高时作为起点,当%从 低电平(一般为负值)转向高电平需要一段过程,V晚上升至V傀。。。,时,j。才开始

—————————————————里丝呈!登堡塑堡生:!垄堡
从无到有。由%从低转高瞬间到j。从无到有的瞬间称为开通延迟时间,用t。锄, 表示;出现集电极电流j。到%开始下降这段时间称为电流上升时间,用trl表示;
从V旺开始下降到降为最低这段时间分两段:即t伢。段和tm段,t行。段只有等效 MOSFET起作用,tfr2段等效MOSFET与等效PNP管同时起作用,因此,tm长短决 定于两个因素:其一是IGBT的C-E间电压降低时,它的G-E间电容增加,致使 电压下降时间变长,这与MOSFET相似;其二是IGBT内等效PNP管从放大状态转 为饱和状态要由一个过程,这个过程使电压下降时间变长,这说明只有当tfr2下 降曲线快结束时,IGBT的集电极电压才进入饱和阶段。还要提及的是,v6。(t)在 td(on)和tri段都是按指数规律变化,而tⅢ及t眦段G-E间流过驱动电流,相当于 G-E间呈现二极管正向特性,所以t什。及tfr2段的v6E(t)保持不变。当IGBT完全 导通后,驱动结束,vow.(t)又呈现指数规律变化,vGE最终达到栅极电源电压值。

(^)



,&‘V'

图2.10 IGBT的开关瞬态特性

IGBT关断时的瞬态变化情况如图2.10的右端。关断是由vG。下降所引起的,

vcE开始下降后,io及%并不立即变化,要待vG。下降到阈值电压vG。㈣时,k才开
始上升,这段时间为td c。ff)。此后,当%达到阻断值时,ic才开始下降,这段时 间为t”。这两段时间都由等效MOSFET决定,合起来称为关断延迟时间。io开始 下降后,它的下降过程又分为两个阶段,前段为tm,这段时间仍由等效MOSFET 决定,tr¨的末尾等效MOSFET已关断,再往后的tm段只有内等效PNP晶体管中 存储电荷起作用这些体内存储电荷难以被迅速消除,所以IGBT的集电极电流的 下降需要经过一段较长的时间。由于在io下降期间已降低集电极电压,过长的下
14

第二章IGBT器件的结构及工作原理

降时间会产生较大的功耗,使结温升高,所以希望此段时间越短越好。穿通型 IGBT因无N+缓冲区,故其下降时间较短;相反,非对称型IGBT的下降时间较长。 在实际应用中,用IGBT集电极电流i。的瞬态特性定义开关时间。IGBT的开关时 间包括上升时问、开通时间、下降时间、关断时间,其定义如下:IGBT的上升时 间t,对应于瞬态特性的trl.IGBT的开通时间t。对应于瞬态特性的td(on).IGBT的下

降时间t,对应于瞬态特性的tⅢ与tⅢ之和:IGBT的关断时间t。,对应于瞬态特性的
td(orr)_与t,,的和。图2.9中都加以表示。IGBT的开关时间比功率MOSFET稍大,但比 的BJT开关时间小,它的开关时间只有BJT的十分之一。开关时间短是IGBT得以广 泛应用并发展较快的原因之一。 对于IGBT的关断时间,最大的一个限制因素是N一一base层中少数载流子的寿

命,OI]PNP管基区中少子的寿命。因为对于IGBT中的PNP管来说,基区没有直接的
引出电极,所以无法像BJT}JB样,通过外部驱动电路加大基极反抽电流来减小其 过量存储电荷,以此缩短开关时间。虽然该PNP管类似于达林顿连接,它的关断 时间要比同样处于深饱和的PNP管短许多,但即便如此,仍不能满足许多高频应

用的要求。在关断时,基区的存储电荷使得IGBT的电流波形出现了尾部电流。因
此减d,t挖对提高IGBT的关断速度是十分重要的。t佗可以通过电子辐照等少子寿命 控制技术加以控制,并通过在PN之间加N型缓冲层等工艺方法来降低PNP管的增 益、使通态压降变大。但是少子寿命的降低虽然提高了器件的关断速度,却使IGBT 的N一一base区的调制作用减弱,调制电阻增加,导致正向压降上升。所以IGBT的 通态压降与关断时间之间存在一个折衷关系,要视情况而定。 2.4


GBT的闩锁效应和安全工作区

闩锁效应是IGBT不同于MOSFET的一个失效特性,应当尽量避免。而IGBT 的安全工作区特性则比MOSFET和BJT都宽。

2.4.1闩锁效应 所谓闩锁,是指使器件处于不稳定状态的现象。对于IGBT器件而言,则通常
是指其内部PNPN四层结构中存在的寄生晶闸管效应,如图2.2(a)所示的等效电

路。一旦该晶闸管导通,器件内部电流将不断增大,当寄生NPN晶体管导通时,
则器件不受其栅压控制,因而失去了自关断能力,导致器件的毁坏性失效,从而 限制了IGBT的安全使用。 IGBT有三种闩锁现象:1、IGBT在导通态产生的静态闩锁;2、IGBT在关断时

新型IGBT器件的设计与建模

产生的动态闩锁;3、过热闩锁。在图2.2(a)所示的等效电路中,NPN管的基极和 发射极之间寄生有一个电阻凡,在此电阻上会产生一定的压降,对J。结来说,相 当于一个正向偏置电压。在规定的漏极电流范围内,这个正偏电压不大,NPN管 不起作用。当漏极电流大到一定程度时,该正偏电压足以使NPN管开通,进而是 NPN管和PNP管处于饱和状态,于是栅极失去对集电极电流的控制作用,这就是 IGBT的静态闩锁效应。避免发生静态闩锁的条件是要保证NPN管和PNP管的共基极

电流放大系数之和小于1,即口删+口册<1。在IGBT关断过程中,若d‰/at过
高,由于器件J:结的电容较大,那么就会在J。结中引起较大的位移电流,当该电 流流过R,时,也可以产生足以是NPN管开通的正向偏置电压,满足寄生晶体管发 生闩锁的条件,形成动态闩锁效应。过热闩锁效应是由于R。及PNP、NPN电流放大 倍数因为温度的升高而增大引起的。 2.4.2安全工作区 安全工作区(Safe
Operation

Area,SoA)反映了一个晶体管同时承受电压
Bias SoA)

和电流的能力嘲。IGBT开通时的正向偏置安全工作区FBSOA(Forward

由Area),由电流、电压和功耗三条边界极限包围而成。最大漏极电流I翻是根据 避免动态闩锁而设定的,最大漏源电压V旺。是由IGBT中晶体管PNP的击穿电压所确 定,最大功耗则由最高允许结温所决定。导通时间越长,发热越严重,安全工作 区则越窄,如图2.11(a)所示。 IGBT的反向偏置安全工作区RBSOA(Reverse
Bias

SOA)如图2.1l(b)所示,

该区域有反向最大集电极电流、最大集电极一发射极电压和最大允许电压上升率

d%E/at确定。这个区域表示栅偏压为零或负值时,但因空穴电流没有消失而I。

依然存在时的关断瞬态。它随着IGBT关断时的d‰/以而改变,d%/at越高,
RBSOA越窄。

16

第二章IGBT器件的结构及工作原理



Ioo Vce(sz)

200

300

400

300

vce(mx)

Vce

(b) 图2.1l(a)IGBT的正向偏置安全工作区 (b)IGBT的反向偏置安全工作区

2.5本章小结
本章主要介绍了IGBT的结构及工作原理,包括分类、等效电路、静态工作特 性、动态特性、闩锁效应和安全工作区等。IGBT作为一种新型的电力电子器件, 它的诸多优点在各个特性中都有不同的体现,如输入阻抗大、驱动功率小、导通
电阻小、开关损耗低、工作频率高等。

17

新型IGBT器件的设计与建模

第三章器件物理模型和工艺仿真技术
自从20世纪60年代以来,半导体器件模拟在集成电路工业中扮演着越来越重 要的角色,成为半导体工艺和器件发展的重要辅助工具。现在的工艺仿真和器件
仿真与电路仿真一样已被广泛采用,这主要有以下两个原因:1、计算机仿真要

比实验方法成本低和速度快。相反,一次实际试验通常需要几天到几个星期。因 此利用计算机仿真,并且建立工艺变量模型,我们可以节省许多时间来获得工艺 灵敏度的结果。2、对于超大规模集成电路的器件和电路来说,工艺条件与所制 成的器件性能是紧密相连n叫。因此,工艺仿真是不能单独进行考虑,而必须与器 件仿真紧密结合起来。只有在两个方面同时加以考虑时,器件设计才能实现。

3.1半导体器件模拟概述
半导体器件模拟是运用计算机工具来进行模拟分析。实质是针对半导体器件

物理方程的数学求解过程。通常给出这样的定义——半导体器件模拟是指…1:对
所研究的半导体器件建立或者选用合适的物理模型,并对其抽象得到相应的数学 表述,然后利用合适的方法开发出计算机软件,并赋予器件的工艺、几何尺寸、电 学方面的模型参数,进行计算,得到器件的特性及其内部的物理图形。 电子器件的计算机模拟可以从不同的角度作如下分类n射:从器件模拟的空间 维数划分,可分为一维、二维及三维;从器件模拟与时间的关系划分,可分为瞬态 模拟和稳态模拟;从器件模拟应用的物理模型划分,可分为经典模型、半经典模 型和全量子模型;从模拟的对象划分,可分为MOS器件模拟、双极型器件模拟、
GaAs

MOSFET模拟、传感器件模拟以及其它半导体器件模拟。表3.1[1a]给出了器

件模拟的基本分类及其特点。图3.1给出了这些划分法之间的内在联系。 通过数值仿真我们可以深入了解半导体器件内部的特性,深入了解影响器件 性能的各种因素,以便于控制器件的性能和进行优化设计。如通过器件仿真可了 解MOSFET的穿通电流,可确定穿通时的端电压条件,还可确定在空间穿通点的 位置。而这种性能的研究,参数的确定可以在器件的实际制作以前全面展开,这 就大大地推动了器件的改进和新器件的研制。 我们还可以将工艺仿真和器件仿真甚至电路仿真结合起来,就可以得到该工 艺条件下的器件性能以及电路性能,如图3.2所示。从图中可以看出,工艺仿真 的结果(杂质分布、几何尺寸等)被直接送入器件仿真程序,在器件端电压的条

18

第三章器件物理模型和-T艺仿真技术

表3.1半导体器件计算机模拟分类 类别
基本模型方 程 维数 数值处理方 法 非线性偏微 分方程组求 解技术 物理模型

MOS器件
泊松方程、电流连 续性方程或波尔 兹曼方程 1-3维 有限元法、有限查 分法或蒙特卡罗 法 耦合方法、非耦合 方法或粒子模拟 方法 经典模型或半经 典模型

双极型器件
泊松方程、电流 连续性方程 1-3维 有限兀法、有限 查分法 耦合方法、非耦 合方法 经典模型

GaAs

MOSFET

传感器及其它
麦克斯韦方程组、 电流连续性方程及 其它模型方程 1-2维 有限元法、有限查 分法 耦合方法、非耦合 方法 经典模型

泊松方程、电流连 续性方程或波尔 兹曼方程 1-2维 有限元法、有限查 分法或蒙特卡罗 法 耦合方法、非耦合 方法或粒子模拟 方法 经典模型或!卜经 典模型

图3.1半导体器件模拟划分方法之间的内在联系

图3.2工艺、器件、电路仿真的结合

件下产生伏安特性,我们可以通过把半导体器件模型参数提取技术得到该特性对

应的各模型参数值,再产生面向电路仿真的一套数据送入电路仿真程序,在电路
19

新型IGBT器件的设计与建模

连接关系和激励条件下得到电路的性能。再改变必要的工艺条件,就能研究各个
工艺参数对半导体器件和电路的电学性能的影响。

3.2半导体器件物理模型
器件物理模型主要是根据器件的几何图形、掺杂分布、载流子输运方程(半 导体方程)和材料特性等预测器件的输出特性和输运现象。对器件仿真,是指在 给定材料成分、物理结构和掺杂分布条件下,对半导体基本方程进行时间和空间 的离散化,求解他们的数值解的过程。空间的离散化是将待仿真器件划分成一个 个小网格,以各个网格的物理量做未知数建立方程式,将所有网格上的方程联立 求解,即可得到器件内部电势、电场强度、载流子浓度等物理量的分布,并在此 基础上获得不同偏压下和不同时间下器件的伏安特性和各种器件参数n41。 3.2.1半导体基本方程 现代半导体器件模拟所采用的最广泛的物理模型是漂移扩散模型,它由以下 几个基本方程组成n
(1)
51。

泊松方程

V2妙=一里(p一刀+孵一孵)

(3.1)

式中y为标量场(静电势),q为单位电荷,s为介电常数,p和n分别为空

穴浓度和电子浓度,孵和M分别为电离施主和电离受主的浓度。
(2) 电流连续性方程

罢:q一屯+!v.以

(3.2)

鲁=q一彤一i1 V?以
复合率。以、以分别消失电子和空穴的电流密度。
(3)

(3.3)

式中q、兄、q、Rp分别表示电子的产生率、复合率和空穴的产生率、

载流子输运方程




以=qu。,峨+qD

Vn

(3.4)

以=qu|DPEv—qOpVp

(3.5)

第三章器件物理模型和T艺仿真技术

式中%、体分别表示电子和空穴的迁移率,历、历为有效电场强度,Do、和 历分别为电子和空穴的扩散系数。一般讲历和历是不相等的,只有在均匀能带结 构且不考虑能带变窄效用,并采用波尔兹曼统计时,E才等于历,且

E=E。=E=一V少

(3.6)

在非简并半导体中,载流子浓度满足波尔兹曼分布:

一exp[吾(一)] p硝唧曙(砟一y)]
流子的扩散系数和迁移率满足爱因斯坦关系,即:

㈣7, @8,

式中纯和伊p分别为电子和空穴的费米势,吩为本征载流予浓度。同时,载

见:一kT“。

(3.9)

q普%

(3.10)

由以上半导体基本方程可以看到,为了运用所得到的基本方程对器件进行数 值仿真,首先必须获得基本方程中的和仿真有关的几个常用的物理量(包括载流 子浓度分布/7,、载流子的迁移率u、复合率R、产生率G等)的值。为计算这些物 理量,就必须建立其物理模型。因此,物理参数模型是仿真的出发点,在器件仿 真中占有重要的地位。 上述半导体基本方程都是偏微分方程。不可能通过解析方法得到一个精确的 解,只能采用适当的离散方法,将偏微分方程系统转化为代数方程系统,求取各 离散点上的精确解,通过插值得到整个求解区域上的方程解。 3.2.2器件参数的物理模型 目前,必将流行的器件的物理模型一般划分为五大类n61:载流子统计模型、 迁移率模型、复合率模型、碰撞电离模型和隧道效应模型。各大类所包含的子模 型概括如表3.2—3.6所示,在进行器件仿真时,要根据器件的类型、结构及仿真 条件来适当设置这些模型参数,使模拟结果更加接近实际器件情况。

21

新型IGBT器件的设计与建模

表3.2载流子浓度分布模型
Table 3.2 Carrier Statistics Models Model Bol tzmann Fermi—-Dirac Syntax BOLTZMANN FERMI Default model Reduced heavily
carr

Notes

i er

concentrat i ons

in

doped

regions

(statistical
freeze—out.
at

approach).
Incomplete Ionization INCOMPLETE Accounts Typically,
temperatUreS.

for it

dopant is used

low

Silicon Ionization Model Bandgap Narrowi ng

IONIZ

Accounts for full

ionization for heavily INCOMPLETE.

doped Si.Use wi th

BGN

Important Critical Model.

in

heavi ly

doped

regions.

for bipolar gain.Use Klaassen

表3.3迁移率模型
Table 3.3 Mobility Models Model Concentrat i on Dependent Syntax CONMOB Notes Lookup table val id at 300K for Si and GaAs only.Uses simple power law temperature dependence. Concentrat ion Temperature Dependent Arora’S Model Carrier—Carrier Scattering ARORA CCSMOB AIternative to ANALYTIC for Si. Dorkel—Leturq Model.Includes n,N and T dependence. concentration bias .Paral 1el Electric FLDMOB
power

and

ANALYTIC

Caughey—Thomas 77—450K.

formula.Tuned

for

Important

when

carrier

is high(e.g.,forward devices).

Si and GaAs models.Required to model any
type of

Field Dependence Tasch Model TASCH

velocity

saturat ion

effect. dependence.

Includes

transverse

field

Only for planar devices.Deeds very fine grid.

第三章器件物理模型和工艺仿真技术

Watt Model

WATT

Transverse surface only.

field

model

appl ied

to

Klaassen Model

KLA

Includes N,T,and
separate



dependence.Appl ies
to

mobi l ity carriers.

majority

and for

minority

Recommended

bipolar devices. Shirahata Model SHI Includes N,E上.An alternative surface mobility model that KLA. Modified Watt MOD.WATT Extension of WATT nodes.Appl i es model
to
can

be combined with

non——surface E上effects.

constant

Best model for planar MOS devices. Lombard i(CVT) Model CVT Complete model includi ng N。T。E||.and E上 effects. Good for non—planar

devices. Yamaguchi Model YAMAGUCHI Includes N,E||。and EL effects。Only

cal i brated for 300K.

表3.4复合率模型
Table 3.4 Recombination Models Model Shochkl ey—‘Read—’Hal l Concentrat i on Dependent Auger AUGER Syntax SRH CONSRH
Used fixed

Notes
minority carrier 1ifetimes.

Should be

used in most

simulations.

Used

concentration

dependent for Si。

1ifetimes.Recommended

Direct transition of three carriers. Important at high current densities.

Optical

OPTR

Band—band recombination.For direct materials only.

Surface

S.N S.P

Recombination

at

semiconductor

to

insulator interfaces.Thi S i S set in the INTERFACE statement.

新型IGBT器件的设计与建模

表3.5碰撞电离模型
Table 3.5 Impact Model Selberherr’S Model Grant’S Model IMPACT GRANT Syntax IMPACT SELB Ionization Notes
Recommended for most cases.Includes temperature dependent parameters.

Simi lar to Selberherr’S model but wi th di fferent coefficients.

Crowel 1-Sze

IMPACT CROWELL

Uses

dependence

on

carrier

scattering

length. Non—。local model used wi th Energy

Toyabe Mode l

IMPACT TOYABE

Balance.Any IMPACT syntax i s accepted. Concannon N.CONCAN P.CONCAN Non—’local EEPROM model developed in Flash

techn0109ies.

表3.6隧道效应模型
Table 3.6 Tunneling Models Model Concannon Current Direct Gate Syntax N.CONCAN P.CONCAN
Non—local gate substrate model

and Carrier

Injection
Notes

Models

consistent with

Concannon

current

model.

Quantum

QTUNN.EL

Quantum
band

tunneling

through
an

conduction

tunnel ing

barrier due to

insulator.

(Electrons)
Direct tunnel

Quantum

QTUNN.HO
FNORD

Quantum tunnel ing through valence band
barrier due to Self-consistent tunnel ing EEPROMs. through
an

ing(Hole)

insulator. calculation insulators.Used of in

Fowler——Nordheim

(e l ectrons)
Fowl er—Nordhe im FNHOLES

Same

as

FNORD for holes.

(holes)
Klaassen Band—to—band Hot El ectron HEI BBT.KL Includes transitions. Models through energetic carriers Used tunneling for
gate

direct

and

indirect

Injection
Hot Hole HHI


insulators.

current and

Flash EEPROM

programming.

HHI

means

hot hole

injection.

Injection

第三章器件物理模型和工艺仿真技术

3.2.3器件模型的网格 正确的模型选择对器件的仿真精度很重要,但仿真时适当的网格分配也是一 个很关键的问题。仿真的精度与格点的数目有关,而格点的数目越多,仿真多需 要的时间就越长,同时,不同的仿真软件对格点数目也有一定的上限。一般来将, 器件仿真时所需求解的方程数与格点数成线性关系,而求解所要求的运算操作数

与格点数成N8关系n力(这里的N为格点数,a约在1.5至2之间)。
器件模拟一般采用矩形网格或者三角网格,矩形网络(规则)比较容易实现, 而且此基础上离散化形成的方程形式也比较简单;不规则网格(以三角形网格为

代表),实现起来比较复杂,但是能适应比较复杂器件的几何外形。与矩形网格
相比,三角网格具有以下几处优点n81:l、现代半导体器件的几何外形比较复杂, 三角网格比矩形网格更容易覆盖所要模拟的区域;2、采用三角网格时,当进行 局部优化时,不会在其他部分引入不必要的节点。图3.3给出了一般性的矩形网 格和三角形网格。在器件仿真时应注意灵活应用,在高的静电荷密度区和大的静 电荷密度梯度区应有较高的网格密度。

(a)

(b)

图3.3网格类型(a)矩形网格(b)三角形网格

3.2.4数值技术 半导体器件模拟实质是针对半导体器件物理方程的数学求解过程。半导体器 件模型一般都是偏微分方程,经过有限差分或有限元方法离散后,得到一组非线 性方程组,并进一步将非线性方程组转化为线性方程组后才能求解。 具体的方法主要是牛顿法(耦合法)和GUM—MEL法(非耦合法)[II]o牛顿法是把

新型IGBT器件的设计与建模

所要求解的方程全部放在一起,进行求解,如图3.4(a)所示。理论上,泊松方 程与连续性方程是耦合在一起的,因此,牛顿法从半导体物理的角度出发,而且 其收敛速度很快,但是牛顿法需要的存储空间较大,而且它与初值的选取关系较 大,如果初值选得不好,容易导致发散。另外,在求解与时间相关的问题时,一
般采用牛顿法。

GUMMEL法对泊松方程、连续性方程、能量守恒方程依次顺序求解,再重复
循环直至收敛,如图3.4(b)所示。与牛顿法相比,GUMMEL法大大节省了存储空

间。另外,GUMMEL法一般用在连续性方程与泊松方程耦合不强的情况下,收敛 比较快,但是在方程间耦合转强的情况下,收敛速度变得很慢。

初始猜解 初始猜解




(a) (b)

图3.4两种典型的器件仿真方法(a)耦合法(Newton法) (b)非耦合法(Gummel法)

一般来说,用牛顿法求解漂移扩散模型的系统,相对来说比较容易收敛,但 是在求解流体力学模型的系统时,因增加了能量守衡方程,增加了方程组的非线 性,因此,要选择一个比较理想的初始值。先用GUMMEL法迭代几次,把得到的 结果作为牛顿法的初始值,这样做综合了两种方法的优点,一般都能收敛,而且
速度也比较快。
● .

3.3器件工艺仿真模型
工艺仿真以基本的工艺学理论为基础,针对不同工艺条件下所产生的各种效

第三章器件物理模型和_T艺仿真技术

应和现象,通过选取应用不同的模型最终达到可以精确描述工艺制造的目的。器 件的工艺仿真及优化能够缩短半导体器件设计的周期和成本,是半导体器件和集 成电路设计中不可缺少的过程。工艺仿真可模拟的主要集成电路平面工艺工序有 扩散、氧化、离子注入、外延生长、氧化介质膜淀积、光刻、多晶硅淀积等n明。 工艺模型的选择对于提高仿真精度有很大的影响,选择合适的模型有利于提 高仿真的精度,并可以减小计算量。模型选取不合适,则会严重影响仿真结果的 精确性。为此工艺仿真最重要的就是要选择合适的模型。表3.7-3.9tie]分别给出

了Atlas所持的离子注入工艺模型、扩散工艺模型和氧化工艺模型。

表3.7离子注入工艺模型
Process Implant Model SIMS Veri fied Dual Pearson Assumption Empirical Recommendati on Same as‘‘SSUPREM4 Model
s’’

(SVDP)一
Default Implant Single Pearson Implant Monte Carlo Mont
or

Analytic

A11 other

cases

Statistical

Multi—layer implants
many

structures:


angled where

BCA

into

structure

ions

could

be

reflected

(trenches):when
energy

channeling is not
or

described by SVDP:high

very low

Silicon Type

Smorphous

No channel ing effect included iS

Most of implant profile iS whthin amorphous polysilicon, material s

(oxi de,
or

preamorphozed

si 1 icon);channel is negl igible
not

important channel i ng l ight effects ions
or are

Silicon Type

Crystal --Default

Channel ing effect included iS

When

important:

(boron,
00 thin

phosphorus),zero
ti it, implant amorphous substrate

close to

through

layer i nto crystal l ine

离子注入模型主要有两种:一种是两个相连的半高斯分布,用于表示硼以外 的注入元素的分布;另一种是修正的Pearson IV分布,用于表示硼离子注入。此

27

新型IGBT器件的设计与建模

外还有相关的模型考虑多层注入以及计算注入损伤的分布等。

表3.8扩散工艺模型
Method Statement Syntax Method Fermi Use only where before undamaged silicon diffusions,
are

Suitability of using this method syntax

doping
no

concentrations

less

than

le20/cm3 and
Method two.dim Use before

oxidizing ambient

is present.

implant doses less than lel3/cm3 and

for oxidations. Method full.cpl Use before implant doses greater than

lel3/cm3

cluster.dam hi gh.Conc

扩散工艺的模型主要考虑空位、间隙两种扩散机制,并且考虑了氧化增强扩
散、多晶硅增强扩散、点缺陷增强扩散等效应。除了杂质元素外,可以仿真点缺 陷(自间隙空位)的扩散以及金属和硅原子在硅化物中的扩散(即有关硅化物形成 过程的仿真)。硼、磷、砷、锑等不同杂质有不同的扩散模型,尤其是对磷,其 杂质分布的扭曲现象在模型中得到了反映。另外,不同的硅化物也有不同的硅化
物反应模型。

表3.9氧化工艺模型
Process Diffuse Model Fermi— Default Diffuse Two.dim Assumption Defect equi l ibrium Transient defect di ffusion Diffuse Full.cpl Defect impurity and bind in For Recommendat ion undamaged substrates in

inert ambients During medium oxidation,and after dose

implant(e.g.,
dose implant& but

OED)
Post high co—diffusion effects,

energy model

execution time iS high iD oxidation be only

Oxidation

Vertical

Planar

(should
birds

never

used) (e.g.

Oxidation

Compress—。 Default

Non—。planar 1inear flow

wi th

2D

oxidation

beak)
wi th flow 2D

Oxidati on

ViSCOUS Elastic

Non——planar non-i i near

oxidation(e.g.birds
thick

beak

with

Si3N4,howener,

execution time i s

higher)

第三章器件物理模型和工艺仿真技术

根据氧化生长规律建立的氧化模型包括干氧氧化、湿氧氧化、水气氧化、烧
氢氧化、掺氯氧化和氮气退火等,模型中考虑了氧化速率与压强、衬底掺杂浓度

以及HCL气氛等的关系。多晶硅氧化或氮化硅氧化分别有各自不同的模型描述。 而且在氧化模型中均考虑了应力等问题。
3.4

SILVACO仿真工具
SILVACO

TCAD是美国SILVACO公司的一种用于半导体工艺和器件仿真的工

具,可以基于物理的仿真来进行半导体器件的设计制作及性能预测。该仿真工具 集成了Athena、Atlas、Mercury和Mocasim四种仿真器和DeckBuid、Optimizer、 DevEdit、TonyPlot、TonyPlot3D和VWF六个支持工具啪1。其中,仿真器Athena 提供了半导体工艺的2D仿真;Atlas提供了半导体器件的电气、光学和热血特 性的2D和3D仿真;Mercury提供了MOSFET和HEMT器件电气行为的特性表征; Mocasim通过蒙特卡罗仿真提供了传输参数。而工具DeckBuild为SiIvaco
TCAD

的仿真器和其他工具提供了集成的运行环境;Optimizer使得设计者能够交互式 地来优化各种工艺和器件特性以及调整模型参数;DevEdit提供了一个基于GUI 和命令行结构的网格编辑器;TonyPlot交互式工具使得工程师能够方便地观察
和分析lD和2D器件结构及其特性;TonyPlot3D则用于观察和分析3D器件结构

及其特性;Ⅵ】|『F(Virtual

Wafer

Fab)提供了一个自动的晶片制造环境供TCAD

仿真使用。图3.5给出了一个使用SILVACO TCAD系统进行工艺和器件仿真所必
须的基本仿真器和工具示意图。

图3.5工艺与器件仿真基本流程

新型IGBT器件的设计与建模

3.4.1

Athena系统简介

Athena工艺仿真系统可以用于仿真半导体制造过程中的离子注入、扩散、

刻蚀、淀积、光刻、氧化及硅化等工艺过程,通过仿真取代成本高的实际晶圆试 验,有助于缩短工艺开发周期并提高成品率。Athena系统包括了多个子仿真器
和一个数据库管理单元,其系统结构图如3.6所示。

Athena命令语句包括初始化语句、仿真语句和模型语句等六大类㈨:结构
和格点初始化语句用于定义初始结构的尺寸、边界、格点密度核材料类型;结构 和网格处理语句是控制几何结构和属性以及产生输出文件的类型;仿真语句将工 艺过程的物理基模型应用于设计的各种结构;模型语句主要用于更改模型参数和

系数;DeckBuild专用语句用来调用DeckBuiid运行环境下的特定操作;可执行
控制语句提供了帮助(Help)、注释(Comment)以及退出Athena仿真系统(quit) 等辅助功能。

图3.6 Athena系统结构

3.4.2 At I

as系统简介

Atlas器件仿真系统提供了一个使用简便的基于物理的可扩展平台,可以分 析所有2D和3D模式下半导体器件的直流、交流和时域响应,。使得器件设计者可 以模拟半导体器件的电气、光学和热力的行为。与Athena系统类似,该系统也
包括了多个子仿真器和多个分析模块,其系统结构图如图3.7所示。

30

第三章器件物理模型和工艺仿真技术

图3.7 Atlas系统结构

DeckBuiid专用语句同样适用与Atlas命令文件,除此之外,Atlas还包括 另外四个基本命令语句:结构描述语句、材料模型描述语句、数值分析方法选择 语句和求解方法语句。Atlas仿真中半导体器件的结构可以来源于Athena工艺 仿真后的结构,也可以通过Atlas的结构描述语句来定义,同时用材料模型描述 语句来设置材料的各种参数。Atlas系统通过method命令选择器件仿真所用的
数值分析算法,而分析结构的处理方法则是用求解方法语句来设置。这样,就可 以实现半导体器件的特性分析了。

3.4.3实例仿真 本节结合适用Athena和Atlas仿真软件模拟一普通LIGBT管的输出特性。
工艺和器件仿真的输入文件如下。程序中“#"表示注释符,其后的同行字符对

程序作了相应的解释。

###################################################################
go

athena

1ine line 1ine line



lo.c=O.0 ioc=2.0 ioc=4.0 ioc=6.0

spac=1.0 spac=1.0 spac=O.5 spac=O.2







新型IGBT器件的设计与建模

line 1ine line 1ine



loc=10.0 spac=O.1 loc=12.0 spac=O.05 loc=14.0 spac=O.2 loc=16.0 spac=O.2







line Y line Y line Y 1ine Y 1ine Y 1ine Y 1ine Y 1 ine Y 1ine Y 1 ine y

IOC=一0.1 loc=O.2 loc=1.0 loc=1.5 loc=2.0 loc=4.0 loc=10.0 loc=50.0 loc=90.0 loc=100

spac=O.02 spac=O.02 spac=O.1 spac=O.1 spac=O.1 spac=O.2 spac=2.0 spac=lO spac=1.0 spac=O.1

init silicon orientation=100 C.phosphor=1e14 diffus time=30 temp=1000 dry02

etch oxide a11

#P implant di ffuse time=50 temp=950 dry02 deposit photores thickness=1.5 etch photores left p1.x=9.5 implant boron dose=3.Oel4 energy=60 etch photores al l etch oxide a11 diffuse time=40 temp=l 180 nitro

#n+implant

32

第三章器件物理模型和工艺仿真技术

diffuse time=50 temp=950 deposit photores

dry02

thickness=1.0 x=5.8 y=一1 00 x=5.8 y=100 x=9.2 y=一100 x=9.2 y=100

etch photores start etch etch etch
cont cont

done

implant phosphor etch photores al l etch oxide a11

dose=1.5e 1 5 energy=80

diffuse time=20 temp=l 120 nitro press=1.0

#P+implant di ffuse t ime=50 temp=950 dry02 oxide mat.occno=l X.val=O

extract name=”barrier-ox”thickness

deposit photores etch photores

thickness=1.5

left p1.x=4.0

impl ant boron dose=lel5 energy=60 etch photores etch oxide a11 diffuse time=40 temp=1100 nitro al l

#grow gate oxide method grid.ox=O.05 temp=980 dry02 press=1.0 hcl=3

diffuse time=140
extract

name=”gate—OX”thickness oxide mat.occno=l x.val=lO

#implant boron dose=5.Oel 1 energy=i0 method poly.diff

deposit poly thickness=O.4 div=lO etch poly left p1.x=9.6

33

新型IGBT器件的设计与建模

deposit oxide thickness=O.4 div=lO etch oxide left p1.x=9.2

deposit oxide thickness=O.4 div=8 etch oxide dry thickness=O.42

deposi t tonyplot

alumin thickness=O.5 div=8

electrode name=gate x=14 y=一0.4 el ectrode name=emi tter x=1.0

electrode name=collector backside

extract

name=“xj“xj material=“Silicon6 mat.occno=l X.val=9.5

junc.occno=l
extract

name=”x3。”xj material=”Si l icon”mat.occno=l x.val=9.5

junc.occno=2
structure outf=LIGBT.str

#########################
go

atlas peak=100 char=2.0

doping gauss conc=1.Oel 7 n.type

doping gauss conc=2.Oel9 P.type peak=100

junc=99

save

outf=LIGBTl.str

tonyplot LIGBTl.str

mater contact

material=si 1 icon taupO=le——6 taunO=le—。6
name=gate

n.poly

modelS impact

analytic selb

srh auger fldmob surfmob

34

第三章器件物理模型和工艺仿真技术

output e.field

e.1ines flowlines

e.temp

e.velocity h.velocity| 1.temper k

J.conduc J.disp J.electron j.hole j.total
qfn qfP qss recomb #辑####################### solve init
taurn taurp

e.mobility h.mobility

method newton trap solve vgate=O.0 vstep=1.0 vfinal=lO.0 name=gate

log outf=IV—LIGBT.109 master solve vcol lector=O.0 vstep=O..2 vfinal=O.6 name=col lector solve vstep=O.1 vfinal=1.0 name=collector solve vstep=O.05 vfinal=2.0 name=col lector solve vstep=1.0 vfinal=15.0 name=collector
save

outf=IV LIGBT.str

tonyplot tonypl ot

Iv.LIGBT.109 Iv-LIGBT.str

荐茸#荐#####髯###荐#######=薛荐################################髯髯###########

在ATHENA中,首先是对仿真区域在X方向和Y方向进行网格划分,衬底Si
的掺杂浓度为lel4cff3。然后经过氧化(oxide)、淀积(deposit)、离子注入 (implant)、刻蚀(etch)、退火(anneal)等工艺后,得到LIGBT工艺仿真结构及 杂质分布,如图3.8所示。其中发射极的N+峰值浓度为lel9cff3,结深为1.17um; P*-base的结深为3.47um;栅极氧化层厚1000A;有效沟道长度为2.4um。

35

新型IGBT譬件的设计与建横

图3 8工艺仿真的LIGBT

ATLAS器件仿真是从go atlas语句开始的.直接将ATHENA工艺仿真后的器 件进行特性仿真,从而实现了工艺仿真和器件仿真的结合。此仿真中采用的迁移 率模型有eollmob和cvt.其中conmob模型表示载流子浓度决定载流子的迁移率, cvt模型表示电场决定迁移率模型。复合模型用的是srh和auger,srh指的是 Shockley—Read-Hall复合,auger指的是俄歇复合。求解时用的是牛顿迭代法。 图3.9给出的是在k=IOV、T=300K的条件下LIGBT的输出特性曲线,从图 中可以看出,在输出电流J,=lOOA/em2时(即图中的I。=1.6e-SA/16um2时,从器件 的机构图中可以看出该器件的面积是16umXlum),LIGBT的饱和压降V。。为1.28V。

第三章器件物理模型和工艺仿真技术

"影‘瓤#&≯驴弘£≤;.,筹F;《}&^肇蠹c《麓

图3.9 LIGBT的I-v特性

3.5本章小结
使用计算机对半导体器件进行模拟不仅能够降低设计周期而且还大大降低 了生产成本。本章首先介绍了计算机模拟中半导体器件的物理模型及工艺仿真模 型,合理的模型选择能够使仿真精度更为准确。借助本章又简单介绍了本次设计 所使用的仿真工具SILVACO软件,ATHENA能够实现器件的二维工艺模拟,ATLAS 可以对器件的性能进行各种特性仿真。本文用一个LIGBT的实例对仿真过程及原 理进行了形象的描述。

37

新型1GBT器件的设计与建模

第四章新型l GBT器件的设计及特性分析
IGBT是目前发展最快的一种混合型电力电子器件,它具有MOS输入、双极
输出相结合的特性,既有MOSFET的输入阻抗高、控制功率小、驱动电路简单、

开关速度高、开关损耗小的优点,又具有双极型功率晶体管的电流密度大、饱和 压降低、电流处理能力强的优点,在高压、大电流、高速三方面是其他功率器件 不能比拟的,因而是电力电子领域理想的开关器件。

4.1新型器件的研究背景
在过去的十几年中,IGBT(绝缘栅双极晶体管)经在诸多领域得到了广泛的 运用。至今,IGBT已由第一代发展到了第6代乜订(见表4.1)。

表4.1几代IGBT的变迁与特性 代别 技术特点
芯片面积 设计规 划/um


UcE(∞t)

tr

功率损耗

出现时 间/年
1988

(相对值)
第1代 第2代 平面穿透型
(P.PT)
100


3.O

/us
0.50

(相对值)
100

改进的平面 穿透型
(P.PT)

56



2.8

0.30

74

1990

第3代 第4代 第5代 第6代

沟槽型
(trench)

40



2.0

0.25

51

1992

非穿透型
(NPT)

31



l-5

O.25

39

1997

电场截J}:型
(FS)

27

O.5

1.3

O.19

33

2001

沟槽型电场一 截止型 (FS—Trench)

24

O.3

1.O

0.15

29

2003

资料来源:叶立剑,邹勉,杨小慧.IGBT技术发展综述.半导体技术.2008.11.第33卷 第11期.

虽然在电力电子应用中,IGBT的性能优越于MOSFET和BJT,但其自身也有 不足之处,主要表现在:高压IGBT内阻大、导通损耗大,并且过压、过热、抗 冲击、抗干扰等承受力较弱,往往需要附加保护电路。为克服这些不足之处,研 究者们致力于器件结构的改进和工艺的优化,使IGBT的性能不断增强。

38

第四辛新垒IGBT器件的设*厦特性分析

场终止结构可以显著地减小器件厚度.使器件性能太幅度提高;沟槽型绝缘 栅双极晶体管降低了器件单元尺寸,消除了寄生JF盯的影响,降低了闭琐效应, 提高了闭锁电流.降低了导通压降,更适用于高压及超高压领域㈣。最近,又出

现了一种新型结构的IGBT器僻。—载流子存储槽栅型IGBT(Carrier
Trench—Gate Bipolar

Stored

Transistor,CSTBT)o瑚1,它进一步降低了通态压降。

CSTBT采用薄穿通(LPT)垂直结构,不需要IGST的外延硅片材料,器件电压Vt㈧) 的正温度系数简化了并联工作,在工业应用中其全部性能都达到最佳。因此,本 次研究所设计的新型IGBT器件即是在CSTBT基础上作的进一步改进。

4.2∞TBT简介
载流子存储槽栅型IGBT(CSTBT)㈤㈣”1是一种目前己投入生产的新型半导 体功率器件(三菱电机MITSUBISHI ELEcTRIc)。与传统的槽栅型IGBT相比,CSTBT 的不同之处主要有两点:1.CSTBT在P+基区与N。基区中间附加了一层掺杂较高 的N型阻挡层。载流子浓度存在一定的梯度.所以N型阻挡层与N基区交界面处 会形成内建电场,电场的方向是从N型阻挡层指向N‘基区,IGBT正向导通时此 电场阻挡了流向发射极的空穴,使N-基区的空穴载流子浓度增多,提高了N。基区 的电导调制效应;2.工艺制作上传统槽栅型IGBT是在P+基片上通过外延的工艺 产生N.缓冲层和N基区,然后制作MOS部分,而CSTBT是在N基片上直接制作 MOB部分。集电极是通过背向减薄和离子注入的形式形成N+缓冲层和P+层的。两 种结构IGBT比较如图4 l所示。CSTBT具有更好的短路承载能力并且其通态压 降也会更低。



‘妇%

图4.1(a)CSTST的结构(b)传统槽栅型IGBT的结构

新型IGBT器件的设计与建模

然而,在大力提倡节约能源的现代社会,进一步降低半导体功率器件的功率

损耗、提高稳定性和可靠性、提高集成度、降低成本是现代半导体功率器件研究 的主要趋势。因此,现行的IGBT器件仍有待于进一步改进。本研究在CSTBT的

基础上提出了一种新型的Trench-IGBT(TIBGT)结构一一FH—TIGBT(Full
Hole-barrier layer

TIGBT),它保持了现行CSTBT的优点,并且在某些方面具

有更好的性能。
4.3

FH-TlGBT的结构设计
本研究所提出的新型半导体功率器件FH-TIGBT(Ful
1 Hole-barrier layer

TIGBT)的结构示意图如图4.2所示。由图可见,FH-TIGBT保留了CSTBT在P+基

区与N一基区中间附加了一层掺杂浓度较高的N型阻挡层的结构,而且在此基础上, 同时在沟槽栅的下端又附加了一层参杂掺杂浓度较高的N型层,使得栅极下面同 时也形成空穴阻挡层,从而进一步增强了N一基区中的电导调制效应。由于栅极下
也具有空穴阻挡层,故称之为完全空穴阻挡型槽栅IGBT。

图4.2 FH-TIGBT的结构示意图

新结构FH—TIGBT的主要优点与原因概括如下:
1.饱和压降将比传统TIGBT和CSTBT低。增加了N型空穴阻挡层,FH-TIGBT

中更多的空穴被阻挡在N一基区内,使得N一基区中的电导调制效应增强,导通电阻

第四章新型IGBT器件的设计及特性分析

降低,故饱和压降降低。

2.更强的抗短路能力。由于器件的开关频率很高,若带电感负载运行时必 然使器件在关断过程中承受很高的再加电压。在这种情况下.IGBT有可能出现 电压和电流同时为最大值的瞬态情况,使器件因承受很大的瞬时功率损耗而遭受 损坏。因此,承受大瞬时功率损耗的时间的长短决定了器件抗短路能力的强弱。 更多的空穴被阻挡在N一基区内,降低了FH-TIGBT的饱和电流密度,在相同的集
电极高压下,FH-TIGBT的发热量较低,从而使FH—TIGBT承载短路的时间更长, 提高了器件的抗短路能力。

3.具有更好的抗闩锁能力。由于新型器件在槽栅刻蚀后增加了N型杂质的 注入工艺,N型杂质一定程度地影响了沟道附近P基区的空穴浓度,故要保持与 原结构具有相同阈值电压,则新型器件的P基区需要更高的掺杂,从而降低了P 基区的电阻,寄生NPN管更加不易导通,故器件的抗闩锁能力增强。 4.具有CSTBT的一切优点。FH-TIGBT仅在CSTBT的基础上增加了槽栅下面 的N型高掺杂层,并且该层的宽度小于槽栅的宽度,即在槽栅的拐角处N型载流 子的浓度仍较低,故槽栅下N型高掺杂层的添加不会影响器件的抗高压能力,即 器件仍可保持与CSTBT一样高的击穿特性。结构的改进对器件的关断时间无较大 影响,虽然N一基区中存储的少子(空穴)总量增多,但附加阻挡层同时也提高了 器件关断时过剩载流子的复合。此外FH-TIGBT的正向导通压降有很正的温度系 数,从而使此种结构的器件更容易实现并联。
4.4

FH-TIGBT的仿真
对新型器件FH-TIGBT的仿真使用的是SILVACO仿真工具。其中,用ATHNA

实现工艺仿真,用ATLAS实现器件仿真。在熟练运用此仿真软件的基础上,对各 种类型的IGBT器件进行了大量的仿真工作。 4.4.1仿真简介 本次设计同时进行了额定耐压1200V(即最高击穿电压在1700V左后)的传 统型TIGBT、CSTBT和FH-TIGBT的工艺仿真和器件仿真。为了能够比较正确地模 拟FH-TIGBT与其它类型IGBT之间的性能差异,在仿真时将以下几点作为前提: 1.各类TGBT的结构参数基本相同(表4-1给出了图4.2所对应的器件参
数)。

2.进行工艺仿真时在保证各相同对应部分掺杂浓度相等的情况下,三种结
41

新型IGBT器件的设计与建模

构的器件的工艺类似。 3.同时对传统型TIGBT的集电极也采用与CSTBT相同的工艺进行制作。 在此前提下尽量保证各类IGBT的仿真误差基本相等,从而能够更准确地对 器件的性能进行分析。

表4-1 FH-TIGBT的器件参数 参数名称
Ll

参数含义
P base Junct ion depth N hole—。barrier Junction

参数值
1.4

单位
um um

L2 L3

depth N’base thickness N buffer thickness depth

3.O 157.0 9.0 O.6 6.0 4.0 1.0 O.5 2.Oel9 7.Oel8 9.Oel6
um “册 Um Um Um um um

L4
L5 L6 Wl W2 W3

N+emitter Junction Trench Half cell depth

device

length

N+emi tter Trench
gate

length length

NE NB。
N酡

N+emi tter doping P+base doping P base doping

cm-3
cm-3 cm o cm o

N hole—‘barrier layer No Nl N2 N3 N4
tox

doping Additional N region doping N—base doping N buffer doping

2.Oel5 1.Oel6 5.Oel3 1.Oel7 2.Oel9 1000
cm-3 寸 cm cm q

P+col lector doping Gate oxide thickness

cm-3



4.4.2

FH-TIGBT的工艺仿真

IGBT的主要加工工艺在表面,其材料的选取应有利于制造表面器件,(100) 晶向硅材料具有表面迁移率高、表面态密度小等特点,最适合制造表面器件。故 IGBT器件选用(100)晶向N一单晶硅,背向N型缓冲层和P+集电区是通过离子注 入工艺形成的。在此晶圆上制作FH-TIGBT器件所使用的工艺流程如下(如图4.3
所示):
1. 2.

备片:Ⅳ(100>/N+缓冲层/P+集电区 外延:N型外延生长,形成发射极下的空穴阻挡层,如图4.3(a)所示

42

第网章新型IGBT嚣件的设计&特性分析

氧化:牺牲层生长,如图4.3(b)所示 光刻:P型基区和P型场环注入,如图4.3(c)所示 去胶,退火、推进,如图4.3(d)所示 光刻:P.型基区注入.结深约0 8um,如图4 3(e)所示 去胶,退火 氧化:牺牲层生长 光刻:N型发射区注入,结深约lum,如图4 3(f)所示 去胶,退火、推进 淀积氮化物、氧化物,光刻槽栅,如图4 3(g)所示 反应离子刻蚀槽栅
1屯t良t&吼m¨化n

光刻:槽栅下N型空穴阻挡层注入,如图4.3(h)所示 去胶,退火 栅氧化:1000A,如图4 3(i)所示 多晶硅淀积,如图4.3(j)所示 涂胶、平烘 回蚀多晶硅,氧化物、氯化物刻蚀 在栅极区选择性氧化,如图4.3(k)所示 光刻接触孔:A1电极 背向蒸铝,如图4.3(1)所示

H坫埔"协坞舯殂毖

钝化

巍麓臻嚣疆餐麓瀚一基篡疆餐嚣辩疆麓臻凇
¨I………圳川¨¨Ⅲ¨¨洲0蟹圳¨¨…Ⅲ¨¨¨¨ⅢⅢ………Ⅲl
(a)

N.

(b)

(e)

第¨¥新型IGBTg仆∞墩¨&特t£"析

(f)

(h)

新型IGBT器件∞设计q建横

k)

(1) 图4 3新型IGBT结构的工艺流群剖面图

在本设计中,仿真得出的半个Cell的新型IGBT结构图如图4.4所示,图


5给出的是器件内部的网格划分。

第四覃新型IGBT嚣件的设计_醢特性分析

1一I
图4


FB—TIGBT的工艺仿真结构圈

。了————————————.[匕==
.。一



借d
【一一


L‘一

图4



FH_T(GBT结构的州格划分

4 4 3

F}TlGBT的囊件仿真

依据表4-l所给的七要数据,分别仿真r传统TIGBT、CSTBT和州一TI{;邮’鼍
种小同结构的IGBT器件,三种器件在图4 5横轴x:0.5um和x=2.9um剖面处的

载流了分布情况分别如图4.6(a)、(b)所示.从罔巾可以看出,三者N‘发射擞结

新型IGBT嚣件舳设计与建楱

(时













¨

¨



¨

(b) 图4 6载流子在图4 5撮轴X=0.5um(a)和x=2 9um(b)剖面娃的浓度分布圈(Y从0到10u皿)

第四章新型IGBT器件的设计及特性分析

深和P基区的结深都相同,且除N型空穴阻挡层区域外,各部分载流子浓度基本 一致。

下面给出了器件特性仿真的一些主要结果。
1.£矿特性

三种不同结构的IGBT的£矿仿真曲线如图4.7所示,图中纵轴表示器件面
积为4um×lum时流过器件的电流。由图可见,在集电极电流为1.6e一5A(即

400A/cm2)处,FH-TIGBT的集电极电压V嘎=1.541V,而CSTBT和传统TIGBT的集
电极电压分别为1.555V和1.59V。即CSTBT的饱和压降比传统型TIGBT的低

0.035V,而新型TIGBT在CSTBT的基础上又降低了0.015V。这主要是因为栅极
沟槽栅下加入一层N型杂质时,在此N型层与N一基区的界面间由于存在浓度梯度, N型层中的电子向N一基区扩散,由此便在界面间产生一个有N型层指向N一基区的

内建电场,从而阻碍电子的进一步扩散,直至电子的扩散运动与内建电场引起的 飘移运动达到平衡。当IGBT导通时,由于外界电场的影响,P+集电区的空穴大 量注入到N一基区,使得N一基区的电阻率降低,产生电导调制效应,P基区下的N 型空穴阻挡层和槽栅下的N型层与N一基区界面间的内建电场使得空穴大部分被阻 挡在了N一基区内,从而使N一基区内的空穴浓度保持很高,电导调制效应因两处的
内建电场得到进一步增强,即FH-TIGBT工作时N一基区内的电阻率最低,故新型

器件的饱和压降比CSTBT和传统TIGBT的都要低。由于饱和压降的降低,意味着 器件导通损耗的降低,这在提倡节约能源的当今社会,意义非常重大,故FH—TIGBT
在这方面具有很好的优越性。同时,从图中还可以看出,FH—TIGBT的饱和电流

也是三种器件中最低的,约为1.4e一4A(即3.5e3A/cm2),这意味着新型器件的 抗短路能力将会更强,下文将会对此进行详细讨论。

49

新型IGBT器件的设计与建模

图4 7三种]6BT的】_v特性曲线(V。。o-fOr,T=300K)

2.击穿特性 三种结构的]GBI的击穿电压仿真曲线如图4.8所示,由囤可以看出,CSTBT 和传统TIGBT的击穿电压都在1700V左右,而FH TIGBT的较低些,约为1590V, 这也是引进槽栅F N型阻挡层所带来的不利影响,但考虑到实际器件的不理想因 素,仿真留20%的余量,三种结构的IGBT额定耐压都能达到1200V以上。

图4 8三种结构的IGBT器件的击穿特性曲线

第pU章新型IGBT器件的设计及特性分析

3.开关特性 IGBT是重要的大功率开关器件,对其开关特性的研究是器件研究内容的重 要组成部分。仿真三种不同结构IGBT的开关特性的外部抽取电路如图4.9所示。 一般而言,IGBT的开通相对较快,是一种典型的MOS驱动BJT的达林顿结构, 保持了功率MOS开通速度快的优点。而关断过程由于BJT结构存在电荷存储效应, 大体上可以分成沟道电流关断和过剩载流子复合两个过程。图4.10给出了仿真 出的三种IGBT的关断电流随时间变化的关系曲线,仿真时设置温度为400K,载 流子寿命为lus。从图中可以看出,三者的关断时间基本上差距不大,FH—TIGBT、 CSTBT和传统TIGBT的集电极电流从200A降低到OA所用的时间分别为2.07us、 2.06us、2.06us。这主要是因为当载流子寿命一定时,N一基区电导调制效应的强 弱和关断时过剩载流子消失速度的快慢决定了关断时间的长短。FH—TIGBT中盯 基区的电导调制效应最强,即N一基区中存储的过剩载流子浓度最高,故过剩载流 子完全消失需要一定的时间,但另一方面浓度较高的过剩载流子由于浓度梯度较 大,故通过扩散到背面集电区流出而消失的能力增强,同时,附加的N型空穴阻 挡层也有利于空穴的复合。所以综合上述原因,FH—TIGBT、CSTBT和传统TIGBT 的关断时间差距不会很大。

L=SmH

Va虚=la∞Ⅳ

图4.9 IGBT开关特性仿真中采用的外部抽取电路

新型[GBT器件的设*与建横

图4 lo三种结构]GBT器件的关断电流特性

4.抗短路能力

抗短路能力是IGBT的又一重要性能汹“圳圳”1。IGBT的工作受温度的限制, 当温度达到某一高度时,就有可能引起IGBT的失效。南于当[GBT处于开关状态 时.有可能在某些时刻要『司时承载高压和大电流. IGBT能同时承载高压和犬电

流时间的长短决定r邑的抗短路能力.承载的时间越&.说明其抗短路能力越强。 也就是说,当器件承载的最高温度棚l刊的时候,在J哪样岛压下,饱和电流低的器 件能够承载短路的时间就越长。图4 Jl给出了商积相同的FH—TIGBT、CSTBT和 传统T1GBT这三种器件短路时的电流曲线。仿真时的电路图如图4 11所示,其 中工作电压为1000V.寄生电阻R叫。为0.05欧,温度为400K,设置在lOus到 30us期间器件处于短路状态。图4.12为仿真结果,从图中可以看出。FH—TIGBT 的饱和电流最低,CSTBT的次之,而传统TIGBT器件的抗短路能力最差,这是新 型IGBT器件的又一优越性能。

1Iv


图4.儿IGBT短路仿真电路图

第四章新型IGBT嚣件的设计及特性分析

图4 12三种结构[GBT器件的短路电流特性

5温度特性
图4 13所示的是F}I—TIGBT分别在温度为300K和400K时的输出特性曲线,

从图中可以看出,在达到一定集电极电流时,随着温度的升高,新型器件的正向 压降也随着升高,即新型器件的正向压降具有很好的正温度系数。因此,这种器 件易于并联使用。当将几个FH—IGBT并联封装在一起制成IGBT模块时,模块的 性能好并且稳定。

图4

13

T=300K和T-=400K时,F1i-TIGBT的输出特性

新星IGBT嚣件的设计与建模
^4.4 fli

tI甜T的参敦优化

上述器件仿真中FlI-TIGBT沟槽栅下的N型空穴阻挡层是通过用80KeV的能 量进行5E12cml的V族杂质注入形成的,注入线宽为0.4um。由于FH-TIGBT的特 性依赖于沟槽栅下N型层的宽度、掺杂浓度以及退火温度和时间,故为了得到器 件性能的最佳结果,我们对FH-TIGBT进行了优化,仿真的侧重点主要在于 FH-TIGBT槽栅下N型层的注入宽度和浓度对I-v特性和击穿特性的影响。 1.N型层注入宽度对I-v特性和击穿特性的影响 附加的N型空穴阻挡层是注入在槽栅下的,由于槽栅的宽度本身就很窄,故 对N型层的宽度的设计较为重要。N型层太宽时.由于注入杂质载流子的横向扩 散作用,则很可能使槽栅拐角处的电子浓度增大.使拐角处承载电场的能力降低, 从而降低了整个器件的击穿电压:N型层太窄时,使得工艺上难度加大,从而会 增加器件的制造成本。经仿真发现,在图4.4中N型层的注入浓度为1
OEl2cm-2,

当注入宽度从0.8um(左边界在x=3.2um处)到0.2ul(左边界在x=3 Sum处)递减 时,器件在集电极电流为1.6e-SA(即400A/cm2)处的饱和压降从1.54V升高到


542v,虽然变化的幅度很小但变化的趋势表明:N型层越宽,饱和压降越低。

图4.14给出的是N型层的宽度对器件击穿特性的影响,仿真时仍然利用图4.4 结构,N型层宽度从0.8um递减到0.2um。从图中可以看出,N型层宽度为0.4um 以下时,器件的击穿电压高于1650V.并且变化幅度较小;当注入宽度越接近槽 栅宽度时,击穿电压越小,并且减小幅度有不断增大的趋势。

图4.14槽栅下N型层的宽度对器件击穿特性的影响

第四章新型帕BT晕件的设计盈特性分析

从上面仿真结果可知,沟槽栅下的N型层注入宽度大小要在饱和电压和击穿 电压之间取折中,为此在仿真N型层浓度对器件性能的影响时,选择注入宽度为
0.5ul。

2.N型层注入的浓度对I-v特性和击穿特性的影响 图4.15给出的是放大后的I_v特性随N型层浓度的关系,杂质的注入宽度 为0.Sum。从图中可以看出,当注入杂质浓度增大时,在集电极电流为1.6e-SA (即400^/cd)处的饱和压降随之减小,注入浓度低于IEl2cⅢ吨时饱和压降变化 不大,大于1E12cml时饱和压降减小的幅度增大。由于当注入杂质浓度增大时, N/N‘界面处韵内建电场强度也随之增大,故会使更多的载流子被阻挡在矿基区内, 放饱和压降会降低。但是。并不是注入杂质的浓度越高越好,因为击穿电压受N 型层浓度的影响也较大,图4 16给出了这一关系。从图中可以看出,随着注入 浓度的增加,器件的击穿电压要降低.这是因为注入较高浓度的杂质时,由于杂 质的横向扩散作用,槽栅拐角处的电子浓度会受影响而增大,从而使得此处的抗 压能力降低.击穿首先发生在槽栅的拐角处。从图中还可以看出,当注入浓度小 于IEl2cm-2时,击穿电压在1650V左右,变化不大:当掺杂浓度增大到2.5E12crf2 以上时,击穿电压会大幅度降低。

图4.15槽撮下N型层的浓度对器件饱和压降的影响

新型IGBT霉件的设计与建横

图4.16槽栅下N型层的浓度对器件击穿电压的影响

由以上仿真可知,槽栅下N型层的注入宽度和注入浓度要适当选取才能使器 件的性能达到最好。当注入宽度为0 5um、浓度为IEl2em4时,器件的性能较好, 饱和压降为I_541V,击穿电压为1630V。而此时器件的开关特性如图4.17所示, 从图中可知器件集电极电流从200A下降到0的时间为2
04us。

图4.17 N型层注入宽度为0.5um、浓度为IEl2e一时器件的关断特性

{一
Th●0III


m m ¨ (n●; Ⅻ



第叫章新型IGBT器件的设计及特性分析

4.5本章小结 本章介绍了本研究提出的新型结构的IGBT器件——FH—TIGBT,它是根据
现有CSTBT器件结构基础上进一步改进而得到的。结构上,它保留了P-base下
的N型空穴阻挡层,进而又在槽栅下增加了一层较窄的N型空穴阻挡层,制造工

艺与CSTBT类似,但多了一层掩膜板。性能上,它具有较低的饱和压降,同时抗 短路能力和抗闩锁能力都得到提高,同时它还具有CSTBT的所有优点。在所提出 的FH—TIGBT结构上,本章还对其进一步进行了参数优化,使其性能得到最优。

57

新型IGBT器件的设计与建模

第五章FH-T l GBT的等效电路模型

在通常的电路仿真软件中,SPICE是一种较常用的工具,它功能齐全,并且 能够给出比较精确的模拟结果,但它通常不能直接用于对IGBT的模拟,因为器 件模型库中没有IGBT模型口引。因此,为了使所设计的新型器件能够方便地应用
于电路模拟中,必须对其进行模型建立。 5.1


GBT的模型简介

IGBT的模型一般分为两类:一类为数学一物理模型(Mathematica卜Physical model),其特点是以IGBT的物理结构及机理为基础,用数学等式描述器件的物 理特性∞驯。这类模型的建立由于都要依赖数值计算,因此通用性不强,而且此类 模型还存在以下几个方面的为题:1.模型有效性和精确性受建立模型时的各种近 似和假设的限制,模型对器件结构和工艺变化缺少灵活性;2.模型给出的计算公 式复杂,耗用机时多,效率低;3.在未知器件的结构和工艺参数时,难以通过测
量提取模型参数;4.传统分析窄基区、小注入、高放大倍数双极型晶体管的方法

不适合用于分析IGBT的宽基区、大注入、低放大倍数的寄生晶体管,而必须代 之以双极输运理论描述这种寄生器件中电子和空穴的运动。另一类IGBT模型为
行为模型(Behavioral model)或实验模型泓1,这种模型以等值电路为基础,模

型参数提取简单,模拟结果和实验对比也可以达到较好的吻合。因此,本文是以 IGBT的等效电路为基础来建立FH—IGBT模型的。
5.2

IGBT的等效电路模型
本文在第二章中介绍了IGBT的等效电路,即IGBT可近似看作为MOSFET与

PNP的达林顿连接。而在实际情况中这样简单的连接并不能准确地表达出IGBT 的特性,故很多研究者对IGBT的等效电路模型作了大量的分析与研究,可参考 文献∞钉m1。本文采用文献口刀‘矧中所用的等效电路模型,如图5.1所示,此种等效 电路形式使用较广,它简单明了,表达了IGBT的双极/MOS复合结构的原理,同 时也表达了N一区电导调制效应是器件的导通电阻‘Ron因N一区电阻Rn-减小而降低, 故N一区电导调制对器件的导通电阻起着至关重要的作用。同时,为了使所用模型 更为精确,本文中MOS部分的跨导系数并非为一固定常数,而是随v6。变化而变

58

第五章FH.qlGBT的等效电路模型

化的。 图5.1的IGBT模型中MOSFET模型采用的是PSPICE中标准的功率NMOS3模 型,BJT模型采用的是PSPICE中标准的功率PNP模型,在设置其击穿电压是即 间接设置了功率PNP的宽基区,Rn-为附加的调节电阻.





图5.1 IGBT的等效电路模型

5.3

FH-TlGBT的参数提取
要利用图5.1准确地对FH-TIGBT进行建模则必须对FH—TIGBT器件结构中的

MOS部分、BJT部分及受控电阻进行参数提取。
5.3.1

MOS部分的参数提取

对FH-TIGBT的MOS部分进行参数提取时需提取的主要参数见表5-1所示。’

表5-1需提取的MOS参数
参数符号

tox

参数描述
沟道长度 栅氧厚度 阈值电压 跨导系数 IGBT的G-E电容 栅氧电容

单位
Um

A V

Vth Kp Cgs Cox

uA/V2
F F

栅氧厚度和沟道长度可以直接从工艺仿真中得出。栅氧厚度t。;在工艺仿真 中设置的为1000A:FH—TIGBT的沟道长度可以从图4.6中得知,L--O.8um,这是 从工艺仿真的器件结构图中直观得出的,此外还可以通过SILVACO软件的参数提 取功能来进行提取计算,对槽栅型IGBT来说,分别提取出N发射极的结深x,。
59

新型IGBT器件的设计与建模

和P基区的结深xj。,则(XJ:一XJ。)即为MOS沟道的长度,具体语句如图5.2所 示,从图中可以看出提取的沟道长度为0.8um。

ex℃racc extrac:c ?:xcr&cc

name=一x31-幻maDerial--Silicon_瓣t.occ&o-1 namL一--“Xj2。xj material=。Silicon。mat.ocuno=l na地=-”L_channel”abs(¥Xjl—SXj2I

x.val=2.9 x.val=2.9

june.occnoll junc.oc圮no=2 ”’。…m’…~6“~忡



EI 鲥

ATHENA>

E×’r蟊ACT>init

infile=。AIb04576。

EXTRACT>extract X3i=0.523684 um EXTRACT>eKtract

name=。xjl”x’material=。Silicon。mac.occno-I x.val=2.9 ju.c.occnoll
from top of first Silicon layer X.val--2.9 x.val=2.9

name=。x32“xj

material=”Silicon。mac.occno—l

june.occno=2

Xj2=1.33105 um from cop of first Silicon layer X.val=2.9 EXTRACT>ek【tracE name=。L channel“abs fO.523684-1.33105)
L channel=0.807366 EXrR矗C工>

图5.2用SILVACO的EXTRACT功能提取FH-TIGBT的沟道长度

FH—TIGBT的阈值电压的提取有三种途径。一种是通过STLVAC0的EXTRACT语句 来提取,提取语句为“extract
bias.stop=f5 name=”idvt”idvt ntype bias=0 bias.step=0.25

y.vM=0.8",表示的是对NMOS器件在y=0.8um处进行一维阈值电压

的提取,偏置电压从0N 15V递增,每次增加0.25V。仿真得到提取的结果为

Idvt=4.80924V;第二种途径是通过器件特性仿真测得的转移特性曲线中得到,
FH—TTGBT的转移特性曲线如图5.3所示,从图中可以看出阈值电压约为5V;第三

种途径是通过计算得到,忽略多晶硅栅和硅衬底的功函数之差的电压值时MOS的 阈值电压表达式为‘捌:

=等?n(生ni)+


(5.1)





式中:

g——电子电荷(1.602X 1019C) 七——波尔兹曼常数(1.38X i0哪J/k) ni——硅的本征载流子浓度(1.5×1010cm-3) 岛——真空介电常数(8.854×10叫2F/m) 凫——硅的相对介电常数(11.7)

第五章FH.TIGBT的等效电路模型

r——绝对温度(7.=300.15K)

%——P基区的载流子浓度(1×1017cm’3)

c。=华——单位面积栅氧化层电容,其中:
Z“

Cs/02——栅氧化层(Si02)的相对介电常数(3.9) 乞——栅氧化层厚度(1000A)
带入数值计算得到阈值电压为Vth=5.2V。在误差允许的范围内三种方法得到的结 果近似一致,故取FH—TIGBT的阈值电压为4.9V。

图5.3 FH-TIGBT的转移特性曲线

IGBT的跨导系数Kp的提取可以由已知的输出特性曲线通过进一步计算得 到。IGBT的饱和电流表达式㈨如下:

k,:等(‰一%)z0+∥)

(5.2)

其中,∥为PNP双极管的放大系数,由于PNP管的基极电流是由MOS部分的沟道 电子电流提供的,故夕可近似表示为流过IGBT的空穴电流与电子电流的比值。夕

密度与空穴电流密度,从图中可得此时夕=手=器=o.37l。
6l

的确定比较容易,图5.4表示的是Vc。=8V时在坐标轴y=10um处器件的电子电流

新型蛇Br嚣件的设计与建模

圈5 4坐标轴y=lOum处器件的电子电流密度与空穴电流密度(vm=8v)

为求出FH—TIGBT的跨导系数本实验仿真了v。在不同电压时的器件特性如图


5所示,表5-2给出r坷i同V。下的仿真结果和计算结果。

罔5



Lv输出特性曲线

第五章FH.TIGBT的等效电路模型

表5—2 FH—TIGBT输出特性的实验数据及计算结果 V矗(V)
Jh 3e



Ic5lt

I‰(A)
W=I.2

l(p(uA/v2) (L=0.8um,W=I.2)

(A/cm2)

(A/cm2)

(uA)
W=lu

6.5 7.O 7.5 8.0 8.5 9.0 9.5 10 11 12

253 355 432 530 630 734 836 941 1 153 1369

621 903 1 159 1431 1712 2004 2293 2589 3193 3809

0.407 0.393 0.373 0.371 0.368 0.366 0.365 0.363 O.361 0.359

26.7 43.7 59.O 71.7 83.1 95.O 1 19.0 139.2 167.O 206.7

32 52 70 86 100 1 14 142 167 200 248

12.65 12.34 11.19 9.80 8.54 7.57 7.53 7.25 6.12 5.63

由表中的数据可以绘制出跨导系数KP与栅压vGE之间的近似关系,如图5.6 所示,从图中可以看出KP随v6E的升高有减小的趋势,故在以下的静态特性模拟 时应注意适当调节。

竹 垤







对>『vn)已)I







5 6






IO

11

12

V0e(v)

图5.6跨导系数KP与栅压‰的关系曲线

IGBT中MOS部分的栅极一源极电容C。。即为IGBT的C-E电极短接时G-E间的 电容。图5.7给出的是FH—TIGBT的C鹋随V聃的变化关系曲线,图中纵坐标C即为 半个CELL(面积为4um×lum)的电容,从图示可以直接得出当V。。=O时的G-E电容 约为0.69fF。
63

新型IGBT器件的设计与建模

图5.7 FH-TIGBT的C。。随V。。的变化关系曲线(freq=le6)

C睇的提取还有另外一种方法,原理是依据公式(5.3)H¨,对FH-TIGBT进行瞬 态分析,当栅极加阶跃电压时,分析V辨随时间的变化关系,如图5.8所示,同 时求出I。即可计算出C聆,通过这种方法计算出的C。。为0.625fF,两种方法所得 的结果近似相同。

≯%警

(5.3)

图5.8 V。。随时间的变化关系

第五章FH.TIGBT的等效电路模型

巳=三孚=塑羔擎F,m2=34.5
5.3.2

栅氧电容在求解阈值电压时已经可以得到,单位面积的栅氧电容为:


10-9F/侧2=34.5nF/铡2

BJT部分的参数提取

对FH-TIGBT的BJT部分需要提取的主要参数有:饱和电流i。、理想最大正 向电流放大系数BF、正向∥大电流下降点IKF、正向欧拉电压VAF、发射极和集 电极电容C,。和C"还有理想正向渡越时间TF和理想反向渡越时间TR。 饱和电流i。是SPICE软件中代替双极型晶体管bc结和be结反向饱和电流 i。。和i。。用来计算基极和集电极电流(i。和i。)的重要参数,在大注入条件下,i。
可以表示为‘3引:

t=半叩xp(矧
式中:A——器件面积/cm2;

@4,

V广射基结(PN)偏置电压/V;
IIr_大注入因子(大注入时m=nf=2);

三。=√见f舭——双极扩散长度(um),其中f舭是N一区大注入过剩载流子
寿命(us)

Da:一kT儿(爱因斯坦关系式)——双极扩散系数(cmz/s),其中双极迁移率

心:2上.生
弘R’pp

轻掺杂N一宽基区电子和空穴迁移率与掺杂浓度基温度的关系用文献n21的经验公 式来计算,

以∥,(Ⅳ( ,虬)-8,丁)町. 朋=+5一4.0 3巧n57+j1—0一
1.+I——_二型鲁—百I .+l——二—i__宵I
65

新型IGBT器件的设计与建模

估算BF和IKF时可根据PSICE中双极型三极管的大信号模型n们H31,在其他

P:—丝竺—一

(5.5)

、+I

4BFicJ.t—IKF

在表5-2中取两组∥和‰,的值分别带入上式,从而可以计算得到BF=0.3778,

BJT部分的结电容C如和C,。很容易求得,因为在进行工艺仿真时PNP管发射

变结的情况下,利用公式H41如下可以分别计算出两个结在零偏时的耗尽层宽度:

XD=

(5.6)

其中V。为接触电势差,硅PN结的V。值一般在0.6’O.9V之间;N^、N。分别为PN 结中P区的受主杂质浓度和N区的施主杂质浓度。带入数值可计算得Xjo=lure, Xj。=lum。再由式(5.4)可计算得到两个PN结的势垒电容:

G:—A60—Esi
爿D

(5.7)

计算半个Cell的FH—TIGBT发射结电容Cje和集电结电容Cj。都为0.42fF。
理想正向渡越时间TF和理想反向渡越时间TR的估算需要根据实际的开关特

性曲线进行,其中PNP管的理想正向渡越时间TF决定了IGBT中与存储少子复合 过程想对应的关断时间。 5.3.3受控电阻Rn-的确定
Rn-表示的是宽基区的电阻,它的存在需要能够反映N一基区的电导调制效应,

即反映N一区电阻随注入载流子增加而减小的效应。首先使用关系式(5.8)计算出
N一基区在本征掺杂时的欧姆电阻R。。。,计算约为138欧姆。

如,2面氚

R耐:1』!二F

∞?踟 (5.8)

第五章FH-TIGBT的等效电路模型

文献汹1中对压控电阻是这样取值的:当只考虑IGBT集电极电压,忽略其他控制
电压的影响时,N一基区的压控电阻可表示为:

[VCR]础印,C南+南]慨∞
其中[1ifit]和[safit]分别表示IGBT线性区及饱和区的拟合(fit)因子。 本文所要采用的压控电阻是Pspice库中现有的可变阻抗模型,控制原理与 文献啪1类似。其模型有五个端口,其中端口1和2为控制电压的输入端,端口3 为参考电阻的输入端,端口4、5为阻抗的输出端。
5.4

FH-T16BT模型的特性模拟
在上述提取的各参数中,由于有一些是互相关联的,所以在取得估算值后,

还需要综合考虑,作进一步修正,以达到一个比较好的效果,下面给出了模型特 性与FH-TIGBT器件特性的对比仿真结果。 5.4.1静态特性的模拟 本章建立了基于SPICE模拟软件的FH—TIGBT等效电路模型,在现有文献n儿制 的基础上,根据第四章所得FH-TIGBT的特性曲线,提取了必要的器件参数,同一 时,本文针对所设计器件性质的特殊性,提出了MOS结构的跨导系数KP随栅压 的变化,使模型与原器件的性质能够很好的符合。 图5.9是FH—TIGBT的传输特性与所建SPICE模型的传输特性的比较,其中

实线为第四章通过Silvaco仿真出FH-TIGBT的传输特性曲线,与圆点所示的模
型的传输曲线相比,两者差异很小,模型的平均误差率很低。

67

新型IGBT#件的设计与建模



图5.9 FH—TIGBT器件与所建模型的传输特性比较

图5.10给出了Ffl—TIGBT的输出I—V特性与模型测量的比较,从图中可以看 出,本文所建立的模型误差水平较低。




i=,■22:皇v。。0t)
图5.i0 Ffl-TIGBT的输出I_V特性与模型涮量的比较

第五章FH.TIGBT的等效电路模型

5.4.2动态特性的模拟 图5.11是利用所建立的PSPICE模型仿真得到的器件的关断特性,此仿真中, BJT部分的理想正向渡越时间TF和理想反向渡越时间TR分别取用的是0.2us和
5ns。从图中可以得到,集电极电流下降的时间约为2.1us,与第四章中图4.17

相比,两者的差异微乎其微,可以忽略不计,故此Pspice模型可以很好地与 FH-TIGBT器件等效。

图5.11 Pspice模型仿真得到的关断电流特性

5.5本章小结
本章基于国内外现有文献中的IGBT等效电路模型,通过选择并提取器件参
数,成功设计出FH-TIGBT的Pspice等效电路模型,该模型的最大特色有:1.

基于第四章中得到的FH-TIGBT的特性曲线进行模型的MOS部分和BJT部分的参 数提取;2.采用文献[2]中的压控电阻(VCR)来反映宽基区中受电导调制效应影响 的基区电阻Rn-;3.根据FH-TIGBT结构的特殊性质,灵活地取用变化的跨导参
数KP。

经过静态和动态特性的模拟对比可知,本章所设计的FH—TIGBT的Pspice 等效电路模型很好地符合了第四章中FH—TIGBT器件的性能。本章Pspice模型的 建立对在缺乏FH-TIGBT器件模型的条件下有极为重要的意义,它为FH-TIGBT的 应用提供了一个可以选择的电路仿真手段。

69

新型IGBT器件的设计与建模

第六章设计总结与展望

1.设计总结

绝缘栅双极晶体管IGBT是80年代初出现的一种普遍为人们所接受的新型半 导体功率器件,它电压控制输入特性伴随低阻通态输出特性可以在众多领域替代 BJT、MOSFET等功率器件,使其变频器、UPS、电磁炉、相机闪光灯等功率领域
中有着广泛的应用。

很多研究者及半导体器件厂商致力于IGBT的结构的改进,使其性能进一步 得到优化。如今,对单管IGBT器件来说,载流子存储型IGBT即CSTBT的性能比 较优越,是对传统IGBT器件结构的一个较大的突破,而且目前已有公司生产出 性能优越的CSTBT器件。同时,槽栅型结构的CSTBT又大大提高了半导体材料的 利用率,本为就是在槽栅型CSTBT结构的基础上,提出了一种新型结构的IGBT

器件——完全空穴阻挡型槽栅IGBT(FH-TIGBT),通过在宽槽栅下加入一层参杂
浓度较高的N型层,使得器件在饱和压降、抗短路能力、关断损耗能方面的性能 得到进一步的提高。研究结果表明,它同时还保留了槽栅型CSTBT的其他所有优 点。利用SILVACO软件的ATHENA功能在工艺上实现了FH—TIGBT器件,而且通过 ATLAS的器件仿真,验证了FH-TIGBT各方面的特性。此外,还对FH-TIGBT器件 的机构进行了优化设计。为了便于新型器件的电路仿真,本文还利用PSPICE软 件实现了对FH-TIGBT等效电路模型的建立。利用变跨导的LEVEL3NMOS、压控电 阻Rn及PNP模型,实现了对新型器件的建模,通过合理的参数提取及估算,使 得所建立的模型特性与SILVACO仿真的器件特性有较好的吻合。 2.展望 IGBT是目前发展最快的一种混合型电力电子器件,在整个功率器件市场上, 它所占的份额虽然很小,但其独特的性能优势使得市场对它的需求迅猛上升。在 提倡能源节约的科技时代里,IGBT显示了巨大的生命力,而且,国内IGBT的研 究开发工作迟于国外十多年,在国内,IGBT的发展空间更为广阔。未来十几年,
将是IGBT大发展的时期,其各方面将会有更大的突破。

在生产工艺上,通过采用新型工艺,进一步减小WAFER的面积,不但能降低 生产成本,而且可以提高资源的利用率;在材料上,采用新材料,比如宽禁带半

70

第六章设计总结与展望

导体材料SiC,来代替现有的Si,可以很好的改进产品的特性;在结构上,进一
步优化IGBT的结构或提出新型结构的IGBT器件,是其向更宽更广更精确的领域 发展。同时,IGBT的智能化也是其今后发展的一大趋势。 本文的主要工作就是通过在结构上的改进,使得IGBT在一些关键指标得以 提高,同时为新型结构IGBT建立了等效电路模型,以便于和外围电路结合在一

起综合仿真。然而,该新型结构IGBT需要实际流片加以验证,有待于本实验研
究小组将来继续努力。

71

新型IGBT器件的设计与建模

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74

致谢

致谢
本文是在我的导师李开航副教授的悉心指导和热情关怀下完成的。李开航老

师渊博的学识、严谨求实的工作作风及宽厚待人的风范令人难以忘怀,让我受益
匪浅,在此谨表中心感谢。

感谢同教研室的吴冬明,李威,王亮,周林兵,高盛昌,杨旭刚等同学,他 们与我分享学习心得,让我度过了难忘而充实的三年研究生生活。感谢柴固恒,
王浩,徐乐,王红莲,郑高峰等同学在日常生活中给予的帮助。

感谢我的家人以及所有关心和帮助我的人。

75

新型IGBT器件的设计与建模

论文发表情况
1.Lingling Yang,Kaihang Li,Dongming

Wu.Analysis

and Characterization of

a New

Trench IGBT with Improved Layers.ICIEA 2008.PP2503-2506

2.Dongming Wu,Kaihang Li,Lingling Yang.A Novel RESURFed Double Gates
IGBT with Superior Performance.EPE—PEMC 2008.PP97—1 01

76

新型IGBT器件的设计与建模
作者: 学位授予单位: 杨玲玲 厦门大学

本文链接:http://d.g.wanfangdata.com.cn/Thesis_Y1520613.aspx 授权使用:胡乃志(wfhygcdx),授权号:16fbb649-7377-49b3-9e36-9de000a7da04 下载时间:2010年8月28日


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