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内置式永磁同步电机有限元分析及其调速控制


分类号:

学校代码:10079

密级:

华北电力大学 硕士学位论文



目:内置式永磁同步电机有限元分析及其调速控制
and Speed Control for Interior

英文题目:Finite Element Analysis

r />Permanent

Magnet Synchronous Motor

研究生姓名:魏



专业:电力电子与电力传动

研究方向:新型功率变换技术及应用 导师姓名:王艾萌 职称:副教授

2009年12月30日

l一

i JfJrl l rl i rlrl I f I rl rPIi If l rl iP
Y1 785639

尸 声



本人郑重声明:此处所提交的硕士学位论文《内置式永磁同步电机有限元分析 及其调速控制》,是本人在华北电力大学攻读硕士学位期间,在导师指导下进行的 研究工作和取得的研究成果。据本人所知,除了文中特别加以标注和致谢之处外, 论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果,也不包含为获得华北电力大学 或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做 的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。

学位论文作者签名:

麴日期:型4:主!!三

关于学位论文使用授权的说明

本人完全了解华北电力大学有关保留、使用学位论文的规定,即:①学校有权 保管、并向有关部门送交学位论文的原件与复印件;②学校可以采用影印、缩印或

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(涉密的学位论文在解密后遵守此规定)

作者签名:

导师签名:



期:

圭旦丝:主:丝

华北电力大学硕士学位论文摘要





内置式永磁同步电机除了具有表贴式永磁同步电机高功率密度、高效率、高加 速特性外,还具有其独特的弱磁扩速的能力,因此这种电机非常适用于高性能调速 系统。首先,本文基于Ansoft软件对一台7.5kW内置式永磁同步电机建立了有限 元模型,得到其磁场分布和电感参数。其次,基于Matlab/Simulink仿真工具建立了 内置式永磁同步电机基于SVPWM(空间电压矢量)调制的仿真模型,分别对Id=O 控制和单位电流最大转矩控制进行了仿真研究。最后,基于TMS320F2812控制核 心进行了控制系统软件编制,并在实验平台上进行了实验研究,实验结果表明了系 统的有效性和稳定性。 关键词:内置式永磁同步电机,调速控制系统,数字信号处理器,矢量控制

ABSTRACT

IPMSM(Interior Permanent Magnet
characteristics
as

Synchronous

Motor)has

the same superior
as

Surface

Permanent Magnet
by

Synchronous

Motor(SPMSM),such

high power density,high efficiency and high acceleration,especially
capabilities

Flux—Weakening
for

possessed

uniquely

IPMSM.So

IPMSM

is

applicable

the

high-performance
IPMSM built
distribution

speed control system.In this paper,the finite element model of 7.5kW

with Ansoft software is presented,meanwhile obtaining its magnetic field and inductance

parameters through

finite

element analysis.Then,the

simulation model of Id=O and based
on

MTPA(Maximum

Torque Per

Ampere)control scheme
presented and simulated

SVPWM(Space

Vector

Pulse—Width Modulation)are

by using Matlab/Simlink.Last,the system software using TMS320F28 1 2 is achieved, and the experiment has been implemented
on

the experiment platform.The result of the

experiment shows the stability and validity of the system.

Liang

Wei(Power

Electronics and Power Drivers)

Directed by prof.Aimeng

Wang

KEY

WORDS:Interior permanent magnet
control

synchronous

motor(IPMSM),speed

system,digital

signal processor(DSP),vector control

j■1.J● i■I,

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中文摘要 英文摘要


第一章引言…………………………………………………………………………1
1.1课题背景和意义………………………………………………………………1 1.2国内外研究动态……………………………………………………………3 1.3本文的主要工作………………………………………………………………5

第二章永磁同步电机的数学模型及其有限元分析………………………7
2.1永磁同步电机的结构与分类……………………………………………7 2.2永磁同步电机的数学模型………………………………………………7
2.2.1

abe坐标系下永磁同步电机数学模型………………………………7

2.2.2由坐标系下的永磁同步电机数学模型………………………………9
2.3基于Ansoft软件的永磁同步电机有限元分析…………………………12
2.3.1

Ansoft软件介绍……………………………………………………12

2.3.2基于Ansoft软件的有限元建模步骤………………………………12 2.3.3内置式永磁同步电机有限元模型建立………………………………13 2.3.4电机性能和参数的有限元分析……………………………………1 5
2.4

d、结……??…?………………“??………………………一…”?……………16

第三章内置式永磁同步电机矢量控制及其Matlab仿真………………17
3.1内置式永磁同步电机矢量控制…………………………………………1 7
3.1.1

Id=0控制……………………………………………………………1

7 7 8

3.1.2单位电流最大转矩控制(MTPA)………………………………l 3.1.3弱磁控制(Flux.Weakening)…………………………………l

3.1.4空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)…………………………20 3.2基于SVPWM的Id=0控制仿真…………………………………………24
3.2.1 3.2.2

Id=0控制系统仿真实现……………………………………………24 Id=0控制系统参数及仿真结果……………………………………28

3.3基于SVPWM的单位电流最大转矩控制仿真……………………………29 3.3.1单位电流最大转矩控制系统仿真实现………………………………29 3.3.2单位电流最大转矩控制系统参数及仿真结果………………………32

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3.4波形分析……………………………………………………………………33 3.5小结?……?………………………………………………?…………………34

第四章内置式永磁同步电机数字控制系统软件实现……………………35
4.1数字控制系统与TMS3202812介绍……………………………………35 4.2数字控制系统软件设计……………………………………………………36 4.2.1系统软件流程图……………………………………………………36 4.2.2启动方法的设计……………………………………………………37 4.2.3转子位置角的检测…………………………………………………38 4.2.4基于转子位置信息的转速检测…………………………………39 4.2.5软件SVPWM信号实现…………………………………………40 4.2.6电流采样…………………………………………………………41 4.2.7键盘显示…………………………………………………………41 4.2.8参数存储…………………………………………………………41
4.3

d、结?……………“?…??”……?………………………?………”?………??42
D O?D 0 00

第五章实验结果…………………………………re

m…………………?43

5.1实验系统……………………………………………………………………43 5.2实验波形……………………………………………………………………44 5.3实验结果分析………………………………………………………………46 5.4,J、结…?……??………???……?…………………??……?……??……???…46

第六章结论与展望………………………………………………………………47
6.1结论………一?……??…??……………………………?????…………………47 6.2展望……………………“?………???………………………………………48

参考文献………………………………………………………………………………49
蜀E 谢………………………………………………………??…?…………………52

在学期间发表的学术论文和参加科研情况…………………………………53

iql.懿增{





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第一章引言

II.1课题背景和意义
随着能源使用的紧张,高效节能成为各行各业争相研究的重点。电机作为电能 源转换装置,其应用范围已经遍及国民经济的各个领域及人们的日常生活。永磁同 步电机凭借其优秀性能日益获得人们的青睐。


永磁同步电机采用永久磁铁实现励磁,由于其转子上不再有励磁绕组,使得其 结构更简单,且没有了转子铜耗,使得电机的损耗更小、效率更高。此外永磁电机 与传统的感应电机相比体积更小、重量更轻,如图1.1所示,同样功率的永磁电机 比感应电机体积和重量减少将近50%。


50% 50%

图1.1永磁电机与传统感应电机比较

目前,永磁电机按永磁体位于转子的位置分,可分为表面式(sPM)和内置式 (IPM)两大类“。。 表面式永磁电机永磁体位于转子表面,因此转子不具有凸极效应;且电机本身 的原因,电机的高速运行受到限制,恒功率运行区域较小,甚至根本就不存在;在

了.,”;f

低速运行时电机脉动转矩较大。表面式结构的永磁电机厶与厶一般是相等的,因 此,在一般情况下表面式永磁同步电机不适合弱磁提速运行。 内置式永磁同步电机也称为混合式永磁磁阻电机。因为其永磁体位于转子内 部,使得转子具有凸极效应,增加了磁阻转矩,从而增大了电机输出转矩,相对于 表面式,转子结构更坚固,所以更适合于高速运行。由于内置式气隙相对较小,动


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态响应快速;此外,较小的气隙,更有利于负向d轴电枢反应减弱气隙磁通,从而 更好的实现弱磁控制。内置式永磁同步电机及其驱动系统的设计理论正在不断完善 和继续深入,该种电机结构灵活,设计自由度大,其高效、高功率密度、宽调速潜 力等优点引起了各大汽车公司的关注,特别是获得了日本汽车公司的青睐。当前, 美国汽车公司在新车型设计中也主要采用内置式永磁同步电机。 一般电机的驱动系统,简单的说主要包括电机、逆变器、控制器三部分,如下 图1.2所示。

图1.2一般电机驱动系统组成 /。

永磁同步电机的电磁转矩主要由电机的磁通和定子电流产生,永磁电机的励磁 磁通为永久性磁体励磁,可以看作恒定磁通,因此电机转矩可以近似看作是电流的 正比函数,电机电压也可近似的看作电机转速的正比函数。因此随着给定转速的增 大,输入电压不断增大,当达到额定速度时电机电压也达到逆变器输出电压的最大 值,这段运行区域内电机输出转矩可以一直保持为恒定的额定转矩运行,此段运行 区域的控制称之为恒转矩控制。如果继续增大给定速度,由于输入电压的的限制, 输出功率在达到一个最大值后迅速减小。在很多工况下要求电机能够保证恒功率输 出,例如在洗衣机,机车牵引等轴驱动和轴启动装置中,尤其是在基速(额定速) 以上要求保证恒功率输出的要求。因此为了使电机在超过额定速以后,在保持满足 额定输入电压的情况下,仍能够保持恒定的功率输出,这时候就需要减小励磁来实 现,这就是弱磁控制,或者称之为恒功率控制。由于永磁电机是永磁体励磁,所以 它的弱磁是通过调节定子电枢电流来反作用于励磁磁场实现的。图1.3所示是一般 控制系统和弱磁控制系统以及理想控制系统的速度功率输出示意图。 永磁电机的诸多优点,使得它在航空航天,军工,汽车行业已经有了广泛的应 用,尤其内置式永磁同步电机,其弱磁扩速能力在汽车行业的应用尤为突出。因此 对于永磁电机的分析设计及其驱动控制的研究以及控制系统的DSP实现具有很现 实的意义。我国稀土资源丰富,稀土储量为世界其它各国储量的4倍,稀土材料是 永磁材料的主要成分,为此充分发挥我国稀土资源的优势,大力开展和推动永磁同


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步电机系统的应用和研究,在能源有限的当今社会,尤其是对于人口众多的我国将 具有相当重要的意义。

速度

图1.3速度功率曲线图

1.2国内外研究动态
最早永磁同步电机的研究都是固定频率供电永磁同步电机的研究。逆变器供电 永磁同步电机国外从上个世纪八十年代开始进行深入的研究。在逆变器供电情况 下,永磁同步电机的原有特性将会受到影响,其稳态特性和暂态特性与恒定频率下 的永磁同步电机相比有不同的特点。一九八。年后发表了大量的论文研究永磁同步 电机的数学模型、稳态特性、动态特性。A.V.gumaste等研究了电压型逆变器供电 的永磁同步电机稳态特性及电流型逆变器供电的永磁同步电机稳态特性【l】【21。随着 对永磁同步电机调速系统性能要求的不断提高,需要设计出高效率、高力矩惯量比、 高能量密度的永磁同步电机,G.R.slemon等人针对调速系统快速动态性能和高效 率的要求,提出了现代永磁同步电机的设计方法【3】【41。 国内自上世纪70年代开始唐任远教授等一批学者也致力于永磁电机的研究。 唐任远教授主持完成了中国第一台通过鉴定的稀土永磁发电机,其撰写的《现代永 磁电机理论与设计》一书成为永磁电机研究者必读的经典著作【51。 内置式永磁同步电机的弱磁扩速能力最早是由T.M.Jahns和Sneyers等于20 世纪80年代中期提出旧川。。永磁同步电机的弱磁控制的思想来自于他励直流电机 的调磁控制。随着电机转速升高,定子反电势增加,当反电势高于逆变器端部电压 时,由于逆变器输出电压、电流容量限制,逆变器无法将能量送入电机,导致了有 限的扩速效果。因此,要想进一步提高转速就必须在逆变器容量不变的前提下减弱 磁场,以阻止定子反电势随转速进一步上升,从而在满足逆变器电压、电流限制的 情况下提高电机运行速度。国内外许多学者对永磁电机恒功率弱磁控制已有相当的


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研究,近年来该方向已经取得了很多进展,研究主要从两个方面进行,一方面从电 机本体设计上想办法,另一方面是设计出更好的控制方法。图1.4是恒功率扩速范 围CPSR(constant
power speed

range)的定义示意图,它用来衡量扩速能力大小。

基速即图示A点对应的转速,也称为转折速度,定义为额定转矩工作条件下的电机 最大转速。基速以下为恒转矩运行区域,基速以上为恒功率运行区域,电机运行均 满足逆变器输出电压、电流限制。B点为恒功率运行所能达到的最大速度。恒功率 扩速范围定义为最大速度与基速的比值。随着内置式永磁同步电机弱磁扩速能力的 发现和使用工况的需求,内置式永磁同步电机的设计分析及其控制器的开发研究是 已经成为当今研究的~个热点也是重点。



电 磁 转 矩

%一B『




/{\
基速

功 率 速层

最大转速

图1.4恒功率扩速示意图

国外对内置式永磁电机及其弱磁控制的研究,从电机设计方面,主要是针对电 机转子结构进行改进。最早是针对表贴式结构进行改进,有的学者转子磁极间加入 了间铁,即嵌入式结构这样可以引入磁阻转矩,在基速和最大转速情况下,都可以 得到最优的转矩电流比。后来又有学者提出了一种同步磁阻电机,即转子上没有永 磁体只有空槽,这样就会使得转子磁阻的空间分布不均匀,从而产生磁阻转矩。但 这类电机功率密度通常不高,仅适合于恒功率运行。之后又有学者将同步磁阻电机 和永磁同步电机相结合,形成了永磁体完全嵌入转子内部的结构,即内置式结构。 这类电机直轴电感大于交轴电感,其最大恒功率速度范围已达到四倍基速。目前国 外学者又针对内置式的结构,设计永磁体为V字结构,或者多层结构,从而使得电 机拥有更宽的弱磁运行范围【81。 从控制方面,最早是Morimoto针对电机的由轴数学模型得出了弱磁控制的基 本算法。之后很多学者在此基础上,针对具体实现方式进行研究和改进。随着更快 控制芯片的产生,Z.Q.zhu,提出了在线控制方式使得控制精度得到大大提升【9】。之 后,为了更精确的控制电机,许多学者针对磁路饱和等因素引起参数的变化对控制 的影响以及克服此影响的控制方法的改进等方面做了大量研究。文[10][11]对参数 变化对控制性能的影响进行了一定的阐述,通过实验的方式对电感、电阻参数的变


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化对弱磁控制的影响进行了分析,提出了参数变化对电机弱磁控制性能影响的重要 性。文[12]提出了一种弱磁控制的方法,弱磁和磁路校正采用电压校正环来限制电 流环饱和,避免控制器进入深饱和区域,减弱控制系统受参数影响的程度,并且通 过仿真和实验的方式对控制方法进行验证。后来又有学者基于状态控制的方式,在 线对参数进行辨识,从而提高系统控制精度【13】。 在20世纪90年代初,我国也开始了永磁电机的弱磁控制的研究【140引,但主要是 控制方法方面的研究,文[16]和文[17]通过理论分析指出弱磁程度越高,电枢反应 越强烈,并通过仿真对电动汽车用永磁同步电机弱磁控制考虑和不考虑电枢反应的 情况进行了比较研究,验证了理论分析的真确性。文[17]还对其提出了采用模糊控 制器来对此种影响进行补偿的方法。文[18]提出了一种采用移相技术来实现弱磁控 制的方法。也是通过仿真进行了验证。文[19]对装甲车用永磁同步电机弱磁控制算 法进行了阐述,即军工方面的研究。近两年国内也开始研究新型复合转子结构的永 磁电机[20][21]。 目前的现状,国外对此项研究相对更加深入。随着永磁材料的发展和制作工艺 的进步,将出现更高效实用的内置式永磁同步电机;而且随着电力电子技术和计算 机技术的发展以及微电子技术的发展,将在实现更精确,更快响应速度的全数字化 控制系统方面不断实现突破“纠№“。

1.3本文的主要工作
本文的主要工作是基于Ansoft软件建模分析一台7.5kW内置式永磁同步电机, 基于TMS320F2812高性能DSP控制芯片实现永磁同步电机数字控制系统。文中给 出系统基本设计方案,并基于Matlab建立系统仿真模型,得到仿真结果;以 TMS320F2812为控制核心实现系统控制程序,最后实现PMSM的转速与电流双闭 环控制。主要内容包括以下几方面:
(1)

分析推导由坐标系下的PMSM数学模型,实现电流励磁分量与转矩分

量的解耦,为进一步的研究奠定基础。
(2) (3)

基于Ansoft软件对一台7.5kW内置式永磁同步电机建模分析。

结合DSP自身特点,对一种基于矢量的筇分量给定的空间电压矢量快

速算法进行分析研究,以期得到计算速度更快、计算精度更高的算法,在对电机实 现连续调节中,可有效减小转矩脉动,提高控制系统的性能。
(4)

利用Matlab/Simulink仿真平台,建立永磁同步电机控制系统的仿真模

型,通过PI等调节器参数的调试使系统达到预期的性能,为后续的软件实现和系统 调试提供参考。
(5)

基于电机控制专用DSP芯片TMS320F2812,实现全数字化永磁同步电


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机调速控制系统软件,包括系统初始化、运行控制程序和数字PI控制器、SVPWM 信号产生函数、坐标变换函数、反馈电流计算、转速计算、位置计算等算法程序和 SPI通信程序,以实现参数的读取和存储,最后设计开发相应的人机交互界面完成 整个控制系统。



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第二章永磁同步电机的数学模型及其有限元分析

本章对永磁同步电机的结构和种类进行了介绍,并给出永磁同步电机数学模 型。基于Ansoft软件建模分析对一台7..SkW内置式永磁同步电机建模,通过有限 元方法对电机基本特性以及电感参数等进行分析,为后续的控制做好铺垫。

2.1永磁同步电机的结构和分类
永磁同步电机按转子上永磁体位置和方向可将永磁同步电机分为以下四类:
(1)

表贴式(Surface.mounted 嵌入式(Inset
magnet

magnet

rotor

motor),

(2)
(3) (4)

rotor

motor), magnet
rotor

径向内置式(Interior radial 轴向内置式(Interior

motor)
rotor

circumferential magnet

motor)

其转子基本结构如图2.1所示。

(a)表贴式

(b)嵌入式

(c)径向内置式

(d)切向内置式

1.转子轴,2.转子铁心,3.永磁体,4.永磁体槽,N.永磁体N极,S.永磁体S极 图2-1永磁电机转子结构图

由于永磁体的磁导率近似等于空气磁导率,因此表贴式永磁同步电机转子上没 有凸极效应,等同于隐极机。嵌入式和内置式转子具有凸极效应等同于凸极机。由 于凸极效应的存在使得此类电机的输出转矩除了永磁体产生的永磁转矩外还叠加 了由于凸极效应引起的磁阻转矩,具有更高转矩输出能力。尤其是径向励磁结构以 及综合图2一l中(c)和(d)两种结构提出混合式结构是当今开发和研究的热点。

2.2永磁同步电机的数学模型
2.2.1

a6c坐标系下永磁同步电机数学模型






华 北电 力 大学硕 士 学位 论文

永磁同步电机的定子上安放有A、B、C三相对称绕组,转子上安装有永磁体 提供励磁,定子和转子通过气隙发生电磁耦合关系,从而完成机电能量的转换。因 为永磁同步电机是多变量,强耦合,非线性系统,为了得到永磁同步电机的数学模 型,首先对电机做如下假设:
(1) (2)

电机的磁路是线性的,不计磁路饱和、磁滞和涡流的影响; 定子三相绕组是完全对称的,在空间互差120。,且不计边缘效应; 忽略定子齿槽效应,定子电流在气隙中只产生正弦分布的磁动势,同时 忽略高次谐波;

(3)

—_ ji,一,

(4)

不计铁心损耗。

根据永磁同步电机定转子绕组关系可以得到永磁同步电机在abc三相静止坐标系下 磁链方程为:

.以

I-_ ._ ._ L



办办办

L肘朋



.州.以.以

髫~ 跏彬咖 扁赢‰
自 0

(2-1)

.如.出.如

∥缈缈

式中,h,h,k分别为A、B、C三相磁链;I,AA,LBB,Lcc分别为A相、B相和

C相每相绕组自感;M,4B=MBA,Msc=McB,朋乙=%c为两相绕组之间互感;钿,‰口,
‰c分别为A、B、C三相磁链中的永磁磁链分量,其大小可表示为:

‰2‰ 五一.=五一cosO ‰2‰cos(9一言万)
,’

(2-2)

‰c=‰cos(p+专万)
式中,如小为永磁体磁链幅值,秒为转子位置电角度。则定子三相电压方程可表示为:

肾足‘+鲁 铲R‘+鲁 %=Rfc+警


(2.3)

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其中,UA,“口,UC分别为A、B、C三相绕组相电压,咫为每相绕组相电阻,“,珞, ic分别为A、B、C三相绕组相电流。 从上面的式子我们可以看到电机磁链和电压都是随电机转子旋转而变化的时 变量,因此给分析带来很多不便。为了便于分析我们通常将三相abc坐标系下的方

程通过坐标变换得到在转子同步旋转由坐标系下的方程,即面坐标系下永磁电机’
数学模型。

2.2.2由坐标系下永磁同步电机数学模型 图2.2所示为永磁同步电机定子三相静止abc坐标系、定子静止两相静止筇
坐标系和转子同步旋转由坐标系的关系,其中口为电角度的转子位置角。定子两
相静止坐标系中定义口轴与定子三相静止坐标系中A相轴线重合,定义卢轴为超前

a轴线90。电角度的位置。转子同步旋转坐标系由是将同步电机转子磁极产生磁
场的Ⅳ极中心轴线作为直轴即d轴,而超前直轴90。电角度的位置定义为交轴即

鼋轴。在面坐标系下坐标轴和磁链都是以转子同步角速度tOe旋转,电机数学模型
中电压,等效永磁体磁链等参数量将转化为非时变量参数,这样使分析更为方便。

一般我们是先将三相静止的abc坐标系下方程通过Clarke变换得到筇两相静止坐 标系下方程,然后再通过Park变换得到由坐标系下方程,即永磁同步电机由坐标
系下方程。从而将数学模型中的时变量转换为直流量,实现像控制直流电机一样对 交流电机的控制【24】【25】。

Ⅱ轴

—◆

图2-2永磁电机坐标系统变换示意图

由图2.2所示的坐标系关系可以得到abc三相静止坐标系到筇两相静止坐标系
的变换矩阵,即Clarke变换矩阵为:



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一!


一三







』∞虎2:

o巫,一笪
2 1 2 2 l 2 l 2

(2.4)

筇两相静止坐标系到转子同步旋转的由坐标系变换矩阵,即Park变换矩阵为:

‰-[篇朝
对电机abc坐标下磁链方程进行变换,即可得由坐标系下的磁链方程:

(2-5)

似=‰+厶‘ 【以=厶‘

(2.6)

式中,知,如分别为d轴和q轴等效磁链;Ld,厶分别为d轴和q轴等效电感;id, 岛为d轴和q轴等效电流。同理,可得由坐标系下的定子电压方程:





砒 .0
% ._

以 咀
(2.7)

卜卜
代入式(2.7)可得:



II

砧 盟出丝出 蚋

式中,蚴,嘞分别为d轴和g轴等效电压;COP为转子同步旋转电角速度。把式(2.6)







.%



,● J‘●I【 %



R .~



厶鲁+co,L,i,+吃‰

厶可di,一哆%

(2-8)

则由式(2—8)可以得到永磁同步电机d轴q轴等效电路如图2-3所示。

10

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J- 十/一、一




。吃乃

;厶(


(a)a轴等效电路 图2-3

(b)q轴等效电路

内置式永磁同步电机的d、g轴等效电路

在由坐标系下三相永磁同步电机的电磁转矩可表示为:

z=吾p[‰‘+(厶一乞)‘‘]=三p‰乞+三仄厶一厶)屯‘


(2—9)

式中,疋表示电机的电磁转矩,P为电机极对数。在电磁转矩表达式中,电磁转矩

由两部分组成,前面一部分是由永磁体产生的转矩,即表达式中的詈p‰iq;后面一



部分是由于凸极效应产生的磁阻转矩,即表达式中詈仄厶一厶)弛。对于表面式永


磁同步电机,转子不具有凸极效应,d轴和g轴的电感相等,所以没有磁阻转矩只 有永磁体产生的转矩。由于永磁体磁链为定值所以转矩是g轴电流的线性函数,因 此通常采用Id=O控制,从而有效提高电机效率。内置式永磁电机除了有永磁体产生 的永磁转矩外,还有由于凸极效应产生的磁阻转矩,因此其具有更高的转矩输出能 力。永磁同步电机机械运动方程为:



l堕dt』J(乃吲



(2.10)

I dO

【面2吃
式中,.厂为电机与负载的转动惯量之和,死为负载转矩。8为电角度的转子位置角。 由坐标系中转子电角度0和电角速度CO。和与电机转子机械角度研和机械角速度∞埘 的关系为:

鬈爱

(2.11)

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2.3基于Ansoft软件的永磁同步电机有限元分析
为了更精确的控制电机,首先我们要对电机的基本性能和参数进行预测和分 析。本文基于Ansofl软件对实验电机进行有限元建模和分析。
2.3.1

Ansoft软件介绍

本文所采用的Ansofl软件主要是Rmxpt软件包和Maxwell软件包。Rmxpt软件 包是旋转电机设计软件包,它可辅助进行包括永磁同步电机在内的各种电机设计。 本文采用此软件包主要是辅助进行电机几何模型的建立。Maxwell软件包是Ansofl 公司针对电磁场的分析计算开发的一款软件,其既可以用于求解二维场(2D)又可 以用于求解三维场(3D)。Maxwell 2D软件功能强大,结果精确,是一款非常优秀 的二维场有限元分析软件。它可用于分析静态场,暂态场,涡流场等各种线性和非 线性磁场,并可以直接得到电机磁场分布,局部饱和情况以及电机磁链和反电动势 等,另外其集成的强大后处理器,可以让分析者方便的从已有分析量中提取和分析 自己感兴趣的量和性能。本文对电机有限元的分析即采用了Maxwell 2D对其进行 分析。随着软件不断发展,最新版本的Maxwell已经和Rmxpt集成为一体,从而使 设计者和分析者在设计、建模和分析时更方便。

2.3.2基于Ansoft软件的有限元建模步骤
基于AnsoR/Maxwell和Ansoft/Rmxpt软件,建立内置式永磁同步电机二维瞬态 场有限元模型的步骤如下: (1)将需要建模电机基本电气参数(额定功率、额定转速、额定电压、定子 槽数等)和几何尺寸参数(定子槽型及尺寸、定转子内外径等)输入到Rmxpt中, 利用软件直接生成电机的几何模型。利用Rmxpt的功能直接建立电机的二维模型工 程。因为电机设计软件的局限性,其生成的几何模型会和实际电机模型在尺寸上有 些不同。可通过Maxwell软件包在其绘图中对生成的模型进行修改,这样就大大节 省了建模时间,也是模型的建立更方便快捷。修改完毕后对模型中物体进行必要分 组,如同相绕组可以编为一组为后面材料和激励源的定义提供便利。到此完成电机 几何模型的建立。 (2)选择求解模式,根据本节的分析要求,选择暂态场模型求解方式。 (3)对绘制好的几何模型各部分,进行材料属性的定义,对永磁体进行励磁 方向角度定义。 (4)对绘制好的几何模型进行边界条件和激励源的定义。径向断面设置为主 从边界设置,圆周边界设置为零磁势边界。激励源采用电流源激励。在矢量控制中, 一般采用电流矢量控制,电流给定矢量的确定,即给定激励的确定是模型建立的一
12

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个关键。由定子电流矢量在转子同步旋转的由坐标系的关系,可以得到电机矢量
控制的d轴电流厶和g轴电流乃的方程为:

霞I,,:=‘-I。。,s in万8
公式可得矢量控制下电流的三相表达式如式(2—13)所示:

(2.12)

式中,五为相电流幅值;6是电流控制角。在有限元分析中,电流源激励给定为三

相电流,因此要将由给定值转换为三相给定值,根据由坐标系到abc坐标系变换

i。=I.cosOcosu ■。』,

‘=‘cos(伊一詈万) ‘=‘cos(p+;万)

(2.13)

式中,五为相电流幅值值;0转子位置角,在有限元分析软件中由下式给定:

0=6pnt-(90。-8)

(2.14)

式中,万是电流控制角;P为电机的极对数;以为转速;t为时间。由上式中角度给 定公式可以看到在矢量控制中引入了电流控制角,因此要求电机初始角要为零度, 即零时刻d轴和A相轴线重合,因此要对转子的初始位置进行确定,即设定初始位 置角,这个角度的设定在下一步中进行。 (5)确定运动边界限(band)、转子转速和初始位置角嘞。 (6)有限元分析的网格划分、时间步长的设定以及停止时间等条件设定。 通过上述六步即可通过Ansofl软件包,实现内置式永磁同步电机有限元模型的建立。

2.3.3内置式永磁同步电机有限元模型建立
根据上一小节所介绍的有限元建模步骤,本文对一台7.5kW内置式永磁同步电 机进行建模分析。电机基本电气和尺寸参数如下: 1.内置式永磁同步电机基本参数: 额定功率(PN): 7.5kW
13

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额定转速(nN): 额定电压(UN):

3000 r/min 115V

额定电流(IN):46.5A 2.内置式永磁同步电机各个部件尺寸 >定子铁心数据t 定子槽数(Z): 定子外直径(D1): 定子内直径(D2): 定子铁心长度(L1): 顶部齿宽(a1): 底部齿宽(a2): 定子槽尺寸: 槽口长度(Hs0): 连接高度(Hsl): 槽身尺寸(Hs2): 槽口尺寸(Bs0)- 最小槽宽(Bsl): 最大槽宽(Bs2): >转予铁心数据: 最小气隙(d): 转子内径(D): 转子铁心长度(L2).- 间桥宽度(B): 极间宽度(R): 机械极弧系数(k): 永磁体厚度(h):
0.5ram
48

175mm 120mm 75mm 4.446mm 4.446mm

0.5ram
lmm
1 4.482mm

2.5mm
3.604 mm

5.5mm

38mm
75mm lmm lmm 0.7mm 5.5mm

Hs0 Hsl

H妇





图2-4定转子示意图

图2-5
14

定子槽示意图

图2-6转子结构示意图

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根据上述参数,通过Rmxpt软件建立电机的初级几何模型,再通过Maxwell进行修 改建立的电机有限元几何模型如下图所示:

图2.7电机四分之一圆2D几何模型

2.3.4电机性能和参数的有限元分析 通过上述建立的有限元模型,进行暂态场分析,电机空载、满载、和只有电流 没有永磁体情况的磁力线分布图如图2.8a、图2.8b、图2.8c所示:

(a)空载 图2.8

(b)满载

(c)只有定子电流

7.5kW内置式永磁同步电机磁力线分布图

通过对不同电流情况下磁链的分析数据进行后处理可以得到考虑饱和的电机d轴和 g轴电感曲线如下图2-9(a)和图2-9(b)所示【26】:

15

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(a)考虑饱和的d轴电感

(b)考虑饱和的q轴电感

图2-9考虑饱和的电感d轴和q轴电感

一般电机的电感所采用的值为电机在额定电流情况下的值,因此由上图分析结果可 知,本电机基本电感取值如下式所示,单位为:亨(H)。

雕嬲暑
2.4小结

(2-15)

本章首先给出了永磁同步电机在abc三相静止坐标系数学模型,为了便于性能 分析和控制分析基于坐标变换得到了永磁同步电机在转子同步旋转的由坐标系下 的数学模型;然后采用Ansoft公司的电机设计软件和电磁场有限元分析软件对一台 内置式永磁同步电机进行了建模、分析,并通过对分析量进行必要的后处理来对电 机电感参数进行求解和分析,为后续控制仿真模型建立和控制系统软件实现提供必 要的参数依据。

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第三章内置式永磁同步电机矢量控制及其Mat I ab仿真

永磁同步电机的矢量控制实际上就是对定子电流矢量相位和幅值的控制。通过

坐标变换,将三相交流量变换到转子同步旋转的如坐标系得到类似直流电机的转
矩电流分量和磁场电流分量,从而实现解耦控制。本章将主要分析三种矢量控制方 式,即Id=0控制、单位电流最大转矩控制和弱磁控制,并基于Matlab仿真软件对 k=o控制和单位电流最大转矩控制进行建模仿真。

3.1内置式永磁同步电机矢量控制
永磁同步电机矢量控制方法,根据其用途不同也各不相同。可采用的控制方法 主要有:k=o控制、cosqo=l控制、恒磁链控制、单位电流最大转矩控制(MTPA)、 弱磁控制(Flux.Weakening)、最大功率控制等。根据本文所设计系统的特点和用 途,在此主要对Id=0控制、单位电流最大转矩控制(MTPA)和弱磁控制 (Flux.Weakening)三种控制方法进行分析。
3.1.1

l。=0控制

Id=0控制是一种比较简单的永磁同步电机的控制方法。采用Id=0控制的永磁同 步电机,从电机端口看,相当于一台他励直流电机,定子电流中只有交轴分量,即 g轴分量,定子磁动势空间矢量与永磁体磁场空间矢量正交,电机转矩中只有永磁 转矩分量,由2.2.2节分析可知其值可表示为:

r=孚‰‘

(3-1)

由上式可以看出电机的电磁转矩是关于g轴电流的线性函数,从而控制更方便易行。 在实际控制系统中d轴电流矢量的给定值为恒定零值,g轴电流给定由给定转速和 反馈转速的差值通过电流调节器得到。表贴式永磁同步电机多采用此种控制方法。 因为表贴式永磁同步电机没有凸极效应,因此本身就没有凸极转矩,采用此种控制 方法可以有效提高电机效率。为了控制方便,内置式永磁同步电机也经常采用此种 控制方式,但是随着控制方法的发展和更快控制芯片的出现,为了有效利用内置式 永磁同步电机磁阻转矩,提高电机效率,现在对内置式永磁同步电机控制的研究都 是采用单位电流最大转矩控制。

3.1.2单位电流最大转矩控制(MTPA)
单位电流最大转矩控制,是凸极永磁同步电机现在使用较多的一种电流控制策
17

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略。单位电流最大转矩控制是在满足电流约束的条件下,使得每安培电流输出最大 转矩从而有效提高电机效率。电流约束方程如下式所示:



s=压强§I蕊

(3-2)

式中,厶戤为电机相电流最大值。采用单位电流最大转矩控制时,由转矩方程式(2.9) 和电流限制方程式(3.2)可得电机定子电流矢量轨迹方程应满足:

L=丢与一
其中由式(3.2)可得最大d轴去磁电流表达式为:

(3?3)

厶=老与一
此时,最大的q轴电流由下式确定。

(3.4)

‘=s初(Z)厨
调节器得到,当d轴电流取式(3-4)时,g轴电流由式(3.5)确定。 3.1.3弱磁控制(FIux-Weakening)

(3-5)

式中,瓦’为电机给定转矩,sign(,死?)表示取给定转矩的符号。在控制系统中电流 矢量的给定是:d轴给定电流根据负载情况由式(3.3)或式(3.4)的计算结果进行 给定,当d轴电流取式(3.3)时,g轴电流由给定转速和反馈转速的差值通过电流

永磁同步电机弱磁控制的思想来源于他励直流电机的调磁控制。当他励直流电 机端电压达到最大电压值时,为使电机能保持恒功率运行于高于额定转速的更高转 速,可通过降低励磁电流维持高速运行时电压的平衡,实现弱磁扩速。永磁同步电 机采用永磁体提供励磁,因此励磁大小无法调节,只有通过调节定子电流,即增加 定子直轴(d轴)去磁电流分量来反作用励磁磁场,从而达到弱磁扩速的目的。下 面我们从永磁同步电机端电压方程进一步理解永磁同步电机的弱磁本质。由式(2.8) 电机由轴电压方程可得稳态时永磁同步电机端电压方程可表示为:
18

I_●ll_--....................................。———————.......———.。———————————————————————————————————————————————————

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q:纹厄i爵厕}≤‰

(3.6)

从上式我们可以看出,当电机电压达到逆变器供电电压或者电机所能承受电压极限 时,要想继续升高转速只能通过调节厶和厶来实现,这就是永磁同步电机的弱磁运 行。增加电机d轴去磁电流分量和减小g轴电流分量,都可达到弱磁的效果。由于 电机相电流也有一定的极限,增加d轴去磁电流分量而同时保证电枢电流不超过电 流极限值,g轴电流分量也会相应减小。因此,一般是通过增加d轴去磁电流来实 现弱磁扩速的。 内置式永磁同步电机的弱磁控制可以分为三种模式,可用图3.1所示的定子电 流矢量轨迹加以描述。图中,A点对应转矩为疋,是电机在转速COJ时可以输出的最 大转矩,且电压和电流均达到最大值,故缈J即为电机额定转速。转速进一步升高至 ∞2(∞j>∞J)时,单位电流最大转矩控制的轨迹(图中所示OB段轨迹)与电压极

限椭圆相交于B点,此点对应的转矩为瓦2(砀<疋,),但若此时定子电流矢量偏离
单位电流最大转矩控制轨迹由B点移至C点,则电机可保证原来较大的输出转矩瓦,, 此段称为恒转矩弱磁,实际控制轨迹应该是沿着恒转矩曲线从A点到c点,由于恒 功率曲线与电流轨迹很接近因此一般采用从A点到C的电流限制圆轨迹作为控制电 流矢量轨迹。此时转速继续增大到∞3(∞,>国2>∞J)无论怎样调节电机都无法再保 持最大输出转矩运行,而此时为了能够输出满足限定条件下的最大转矩,电流矢量 运行轨迹将继续沿电流限制圆从C点到D点,这一段为电压电流均为最大值情况的 弱磁运行状态。当电机转速继续增大,定子电流矢量将沿着图中从D到E较粗的那 条轨迹曲线移动,此时电压维持最大值,而电流小于最大值运行,即可得到满足限 定的最大输出转矩,这一段弱磁控制又被称为单位电压最大转矩控制。这一段轨迹 实际是电压限制圆和恒转矩曲线切点的轨迹。图中,E点为无限速度运行点其坐标

为(一hm/Ld,O)。

,.钐

一丸二忆

N:




图3-I定子电流矢量轨迹图
19

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在某一特定转速∞下,由电流限制圆方程和电压限制圆方程以及电机电磁转矩方程 可得电流矢量沿A点到D点轨迹运行时d轴给定电流方程为:

Id=

(3-7)

葺一蜀

g轴电流给定由式(3.5)确定。由电压方程和电机电磁转矩方程可得电流矢量沿D 点到E点轨迹运行时d轴给定电流方程:

It-

(3-8)

此时g轴电流由电流调节器直接给定。 3.1.4空间电压矢量脉宽调制(SVPWM) 本文逆变器控制采用空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)技术产生触发脉冲。 SVPWM控制以其稳态性能好、输出电流、电压谐波含量少【24】【251,直流电压利用率 高【27】等优点在逆变器供电控制中得到广泛应用。下面详细的分析SVPWM控制方法 的实现。

%柏(100)
图3.2三相逆变器和三相电机连接图

U∞(101)

图3.3空间矢量分布图

SVPWM是采用逆变器供电的电机系统,通过控制逆变器不同开关模式作适当 的切换,从而形成PWM波来跟踪其给定。三相逆变器和三相电机连接简图如图3.2
20

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所示。由&、岛、&不同的组合(逆变器同一桥臂不可直通,即上桥臂开通则下桥 臂一定关断,则确定了&、岛、&的开关状态也就确定了&’、&’、&’的开关状态) 可以形成8个开关矢量,其中非零矢量6个,即001到1lO六个矢量,相邻矢量之 间互差600,另外两个,即000和111,为零矢量,其分布图如图3.3所示。根据图

3.2所示的逆变器简闺可以得到abc三相相电压与开关组合的关系为:

阱%臣 瓣]

(3.9)

空间矢量PWM技术是通过控制与基本的空间电压矢量相对应的开关状态组合来得 到一个跟踪给定的定子电压输出矢量玩Ⅲ从而控制电机。在控制给定中早期采用幅 值和相角给定的方式进行控制,这种控制方式需要求解反正切函数,不但运算复杂

而且精度有限。本文所采用的是通过电压矢量的筇分量进行控制,避免了求解反
正切,计算简单、精度高,且易于数字芯片编程实现。逆变器输出电压矢量和基本

空间矢量在筇坐标系关系如图3.4所示。

图3—4输出电压矢量和基本空间矢量在筇坐标系关系示意图

图3.4所示的输出电压矢量位于基本空间矢量%和玩D所包围的扇区内,因此可以
用%和玩。两个矢量来表示,于是有:

r=

U,吡

石= +墨 曩% 卜/ 焉丁 + 巧 U ∞
2,

/F

(3-10)

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式中,r为假设的采样周期时间,死和乃分别表示在周期时间内基本空间矢量%、 U60各自的作用时间,%是零矢量的作用时间。由图3.4可得乃和乃求解方程:

f%=互J%|/丁+互I氓。[cos600/T

【%=互IU60]sin600/T

(3-11)

从逆变器电路分析我们很容易得到,所有的基本空间矢量的幅值都为2魄/3,如果 它们取相对于最大相电压%/压(最大线电压为魄,则最大相电压为%/压)的
标么值,则空间矢量的幅值可表示为2/压,即经过归一化后的空间矢量的幅值为

IUol=lV。ol=2/√;,代入式(3.11)解方程可得乃和乃计算公式为:

.f互=丁(风一U,)12
【互=觋
式中,玩和%均表示标幺化后的值。取乃、乃与周期T的相对值则有:

(3?12)

f‘=互/r=(缸一U声)12
【t2 2巧/T=%

(3-13)

一般我们称tl为主基本矢量作用时间相对于采样周期比值,t2表示辅基本矢量

作用时间相对于采样周期的比值。同理,可以得到当输出电压矢量‰。位于其它扇
区时各矢量作用时间与采样时间比值的表达式。通过整理我们会发现所有扇区各个

矢量作用时间相对于采样周期比值的绝对值只有三个值,因此我们定义三个变量瓜
】,和Z如下式所示:





y= Z=

麓№




、.、



(3-14)

W%他y/
r,

则各扇区两个矢量作用时间相对采样周期比值与瓜y和z的关系如表3.1所示。

另外再定义3个变量几m、以。当%7>o,则忙l,否则卢O;当珥妒>0,则m=l,
否则m--0:当珥蜩>O,则力=l,否则n=0。设Ⅳ《幸n+2?m+Z,则Ⅳ与扇区号的 对应关系如表3.2所示。

表3.2Ⅳ与扇区号的对应关系表
N 1 2 2 6 3 1 4 4 5 3 6 5

扇区

扇区号与所使用基本空间矢量的对应关系如图3.3所示。则当任意给定一电压矢量

的卵分量则可由上述方法确定其所在扇区和所在扇区主辅矢量分别作用的时间,
但是为了控制逆变器每个开关器件的开通和关断时间,我们要通过上述时间确定&、 品和&导通时刻,首先定义三个导通时刻相对采样周期比值为:

乃=(1一fI—t2)/2 互=Z+毛 乃=瓦+乞 (3-16)

则不同扇区&、&、&导通时刻相对采样周期的比值如下表所示:

华北电力大学硕士学位论文 表3.3各扇区&、&、&开通时刻表

扇区
Taon



2 Ta Tc

3 Ta

4 Tc

5 Tc Ta



Tb
Ta Tc

Tb
Tc’ Ta

Tbon
Tcon

Tb
Tc

Tb
Ta

Tb

1’b

表中,Taon、Tbon、Tcon分别表示&、&、&开通时刻与采样周期比值。到此,通过 上述的算法即可实现跟踪给定条件的SVPWM信号。 前面已经介绍过永磁同步电机是一个非线性、强耦合、参数时变的系统,因此 其高性能的控制器也往往结构和算法复杂,此外,电力供电设备开关工作方式以及 数字控制芯片的引入,导致的整个控制系统离散化,由于上述这些原因,使得系统 的动态性能变化复杂,因此采用仿真的手段对系统动态和静态特性进行预测就变得 非常必要。并且通过仿真可以提供系统各个调节器参数的参考值,避免了系统的不 稳定性出现在实际系统中,造成不必要的麻烦和损失,使得系统调试少走弯路,从 而达到事半功倍的效果。本设计中采用的是Matlab软件的Simulink软件包实现系 统仿真,此软件功能强大和仿真结果精确度高等优点得到广大科研和工程技术人员 的一致认可。

3.2基于SVPWM的I。=0控制仿真
3.2.1

I。=0控制系统仿真实现

基于SVPWM的Id=0控制的速度电流双闭环控制系统框图如图3.5所示,具体 实现步骤如下: (1)给定转速?/ref与实际转速反馈刀作差,得到转速误差An;

(2)An经转速PI调节器,得到g轴电流给定值厶印d轴电流给定值舻0;
(3)

结合转子位置角反馈p,通过abc/dq变换将三相电流反馈值变换到其由

坐标系下表达形式,然后分别与步骤2中的由电流给定值作差,得到d轴和q轴
电流误差: (4)d轴和g轴电流误差分别经过电流PI调节器得到标幺化的d轴和g轴电

压给定值玩阿和%硝
(5)

结合转子位置角反馈口将d轴和g轴电压给定值玩阿和‰厂经Park逆
通过3.1.4节给出的空间电压矢量脉宽调制方式产生SVPWM信号触发

变换,即由/妒变换,得到妒坐标系下表示形式阮帕和魄协;
(6)

逆变器开关器件,从而驱动永磁同步电机运行。

根据上述步骤和系统框图搭建永磁同步电机空间电压矢量控制方法仿真模型 如图3-6所示:

图3-6永磁同步电机Id----0控制仿真模型图

仿真采用离散步长形式,采样频率取12kHz,仿真中各主要模块的结构和功能

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如下所述:
(1)

转速PI调节器

Gainl

Integlatof

图3.7转速PI调节器模块

其输入为转速误差:e啪U=刀∞finn,刀阿为电机转速给定值;n为电机实际转速反

馈值。由此可推算出转速PI调节器的输出口轴给定值切的表达式为:
‰=巧一。(‰一刀)+K一。,(‰一刀渺
(3-17)

图中Saturation模块为限幅模块,用来将qrof的值限制在一定的范围内,从而使仿 真符合真实情况。
(2)

abc/dq变换模块

图3-8 abc/dq坐标变换模块

其输入值I籼为A、B、C三相电流反馈值;theta为转子位置电角度;变换函数Fcn 和Fcnl如下所示:

函数块Fcn为:2/3"(u[1】宰sill(u[4】灿[2]*sin(u[4]-2/3*pi)+u[3]*sin(u[4]+2/3宰pi))

函数块Fcnl为:2/3"(u[1]*cos(u[4]M2]*cos(u[41-2/3*pi灿【2】}cos(u[4]+2/3*pi))
通过上述的变换函数,即可将abc三相电流采样值变换得到相应的d轴电流和g轴 电流采样值乃和厶,即模块输出。
(3)

电流调节器模块

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图3-9电流调节器模块

模块中输入量有力轴电流给定值妇、/qref分别与由轴电流采样值id、iq做差通过
PI调节器得到lld和llq,然后经过限幅模块得到d轴和q轴电压给定值udref乘i (4)dq/afl变换模块
uqref.

图3-1 0 dq/afl坐标变换模块

图中输入量udref和uqref分别d轴和g轴电压给定值:theta为转子旋转电角度。变 换函数Fcn5和Fcn6如下式所示: 函数块Fcn5为:siIl(u(3))事u(1)+eos(u(3))}u(2)

函数块Fcn6为:-eos(u(3))*u(1)乜iI州3))事u(2)
(5)

SVPWM信号产生模块

图3.11 SVPWM脉冲产生模块
27

§一

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上图所示模块为根据3.1.4所给出的SVPWM算法计算扇区、计算T1、T2、计算逆 变器上桥臂开关器件开通时刻"ra、Tb、Te,最后通过载波比较得到SVPWM信号, 控制逆变器工作。图中Ta、Tb、Tc输出后经过一个零阶保持器模块实现采样保持。 NOT模块实现触发信号反向,从而产生控制逆变器下桥臂工作的SVPWM信号。
3.2.2

l。=0控制系统参数及仿真结果

3.2.2.1仿真系统参数 >电机基本参数 额定功率:Pe=7500W 定子额定电流:I。-=46A 额定负载转矩:Te=24N.m 额定转速:(-)e=3000r/min 电机额定电压:U,=115V 定子电阻:R。=0.025fl

转动惯量:户1.0x10"2Kg.m2
D轴电感:Ld=0.2x10。3H 极对数:p=4 >控制系统参数

转子磁链:‰=o.062Wb
Q轴电感:Lq=0.47x10。3H

转速PI调节器比例系数:岛n=6
转速PI调节器限幅值:116 电流环PI调节器积分系数:局尸O.1 系统采样频率:12kHz 3.2.2.2、仿真波形与分析

转速PI调节器积分系数:局n=O.5

电流环PI调节器比例系数:局尸O.01
电流环PI调节器限幅值:1 逆变器直流侧电压:Udc=192V

下图3.12、3.13、3.14、3.15是空载额定速启动,在0.1s时突加额定负载,0.2s 速度突降至1500转/分的系统仿真波形图。图3.16、3.17为额定转速负载条件下采 用SVPWM控制时A相上桥臂开通时刻波形和相应的稳态时AB线电压波形。

,、

基 -
、_,

= 吕

t(s)

图3.12转速变化波形

图3.13 d轴和q轴电流变化波形

l_1‘。7’I
Jl

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ll






jl


I--





I 卯∞ 加竹0佃加∞ 卯


图3.14转矩变化波形 图3.15 A相电流变化波形

2cm 150 100 ,50





星鄢
.100 .150 .200 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15

t(s)

图3.16 A相上桥臂开通时刻波形

图3.17稳态的AB线电压波形

从上面的仿真图中可以看出,调速系统具有良好的动态和静态特性。图3.12所 示的电机转速在达到3000转/分时的超调量约为30转/分,跌落到1500转/分时的超 调量约为50转/分,超调量均远小于一般控制系统所要求的小于给定转速15%的性 能指标,稳态转速的波动小于0.5转。图3.13所示的d轴和鼋轴电流可以看出d轴 电流在各种变化中的跟踪性能均较好,一直保持Id=0。图3.14所示转矩曲线其稳态 转矩波动小于2牛幸米,具有较好的稳态特性。

3.3基于SVPWM的单位电流最大转矩控制仿真
3.3.1单位电流最大转矩控制仿真实现
基于SVPWM的单位电流最大转矩控制的速度电流双闭环控制系统框图如图 3-18所示,图中厂儡,印为电流控制算法函数,具体实现步骤如下: (1)给定转速nref与实际转速反馈11作差,得到转速误差An;

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(2)An经转速PI调节器,得到q轴电流值Iq; (3)由q轴电流通过3.1.2节所给出的单位电流最大转矩控制算法,得到单 位电流最大转矩控制情况下d轴和q轴电流给定值,Idrefl和Iqrefl; (4)由单位电流最大转矩控制情况下d轴和q轴电流给定值Idrefl和Iqrefl, 和电角速度反馈值以及永磁体磁链,可以得到d轴和q轴的实时电压值,与逆变器 输出电压最大值比较来确定是否转入弱磁控制; (5)如果满足条件转入弱磁控制,则由单位电流最大转矩控制的给定值,通 过3.1.3节所给出的弱磁控制算法得到弱磁控制下的d轴和q轴电流给定值Idref2
和Iqref2;

(6)将三相电流反馈值结合转子位置反馈角,通过abc/dq变换得到d轴和q 轴电流反馈值; (7)d轴和q轴电流反馈值和给定值做差,通过电流PI调节器得到d轴和q 轴电压给定值udref和uqref: (8)由d轴电压给定值和q轴电压给定值udref和uqref结合转子位置反馈角 通过dq/up变换得到a轴和p轴电压给定值,Ualfa和Ubeta: (9)通过3.1.4节所给出的SVPWM控制算法,得到SVPWM信号从而控制 逆变器工作,实现永磁同步电机控制。

图3.18单位电流最大转矩控制方法的系统框图

根据上述步骤搭建永磁电机单位电流最大转矩控制仿真模型如图3。19:

30

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图3.19基于SVPWM的单位电流最大转矩控制仿真模型

仿真采用离散步长形式,采样频率同样取12kHz,图中各转速调节器、电流调节器、 abc/dq变换、dqlap变换和SVPWM信号产生这些模块结构和功能同Id=O控制的相 同这里就不再赘述。不同的只有单位电流最大转矩控制和弱磁控制算法模块,其结 构如图3.20所示:



Flux-weakening

Switch2

图3.20单位电流最大转矩控制和弱磁控制算法模型

上图模型中单位电流最大转矩控制模块根据3.1.2所给出的单位电流最大转矩控制


的算法公式进行搭建。弱磁控制模块根据3.1.3节所给出的弱磁控制的算法公式进 行搭建。通过计算得到的电压向量作为算法切换的判断,为了保证其平滑过度,做 了一个小滞环对其切换进行限制。
3l

?h.;盔目蓼j㈡。三=二¨-

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3.3.2单位电流最大转矩控制系统参数及仿真结果
3.3.2.1仿真系统参数 电机基本参数与h=o控制方法相同这里不再赘述。控制系统参数如下:

转速PI调节器比例系数峰n_3
转速PI调节器限幅值116 电流环PI调节器积分系数墨i=l 系统采样频率
12kHz

转速PI调节器积分系数Ki

n_O.6

电流环PI调节器比例系数局l-O.0l
电流环PI调节器限幅值1 逆变器直流侧电压:Uac=192V

3.2.2.2、仿真波形与分析 为了与Id=0控制方法相对比,图3.21、3.22、3.23和3.24分别给出的转速、

由轴电流、相电流、转矩波形的变化规律也为,空载额定转速启动,在O.1s时突加
额定负载,0.2s速度突降至1500转/分。 图3.25和图3.26为额定负载转速条件下,逆变器A相上桥臂开通时刻波形和 AB线电压波形。

√、


£.
,_,


o o



t(s)

图3.21转速变化波形

图3.22 d轴和q轴电流变化波形














t(s)

图3.23转矩变化波形
32

图3.24A相电流变化波形

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2∞

100

净0


口.100

.2∞
0.11 0.12 0.13 0.14 0.15

t(o)

图3.25逆变器A相上桥臂开通时刻波形

图3.26AB线电压波形

从上面的仿真图中可以看出,调速系统同样具有良好的动态和静态特性。图3.2l 所示电机转速在达到3000转/分时的超调量约为25转/分,跌落到1500转/分时的超 调量约为40转/分,超调量均远小于一般控制系统所要求的小于给定转速15%的性 能指标,稳态转速的波动小于O.5转/分。图3.24所示的d轴和g轴电流由于采用的 单位电流最大转矩控制所以d轴电流不在保持恒定的0值,而是随这转速和负载情 况变化而变化,从而使得电机以更优的性能运行。图3.23所示转矩曲线其稳态转矩 波动也小于2牛幸米,同样具有较好的稳态特性。

3.4波形分析
在相同的仿真步长情况下,针对调速系统的主要性能指标,对比Id---0控制和单 位电流最大转矩控制可以得出以下结论:


两种控制方法逆变器的控制方式均采用SVPWM控制方式,从各个波形图 的稳态部分可以看出两种控制方法的稳态特性差不多,转速和转矩的的稳 态波动均较小,因此两者均具有较好的稳态特性。



从其动态特性来看,采用单位电流最大转矩控制的系统动态特性优于Id=0 控制。从两者转速的动态响应曲线可看到前者的超调量要小,从图3.14和 图3-23两种控制方式下转矩的波形图可以很明显的看到这一点。



从仿真的波形中我们可以看到两种控制方式下,d轴和g轴的电流给定是 不同的,因此其电磁转矩也有所变化,采用了非Id=O的控制方式后,对比 图3.23的转矩输出波形和图3.14的转矩输出波形可以很明显的看出,采 用单位电流最大转矩控制方式要比Id=0能够输出更大的转矩。这就是由于 在控制中充分利用了磁阻转矩的作用的结果。因此在同样额定转矩输出要 求,采用单位电流最大转矩控制可以更有效的利用电能,提高效率。
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由于采用单位电流最大转矩控制能够输出更大的最大转矩,因此其响应速 度也要快于Id=O,从转矩的变化曲线可以看出Id=O控制启动需要O.075秒, 而单位电流最大转矩控制只需O.058秒即可完成启动。



仿真的结果充分验证了理论分析的正确性。

3.5小结
本章首先对本设计所采用的永磁同步电机矢量控制方法进行了分析,并对 SVPWM实现方法也进行的详细研究;然后基于Matlab/Simulink仿真平台,利用其 自身的永磁电机模型,自行构建了控制算法模块,坐标变换模块、PI调节器模块、 以及SVPWM信号发生模块,实现了不同控制算法下永磁电机转速电流双闭环控制 系统仿真模型,通过仿真模型对系统动静态特性进行了分析,并对不同控制方法下 系统性能进行了比较分析。仿真模型的建立,为后面控制系统软件流程实现提供依 据,并且仿真模型中各个调节器参数也为数字PI调节器参数的配置提供参考。

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第四章内置式永磁同步电机数字控制系统软件实现

随着科技的发展,如今高集成度的数字微控制器,不但可以使系统拥有更高精 度和更高效率,同时还可大大减少系统成本,因此在家用电器、伺服驱动、和自动 控制系统中得到广泛应用。针对实时高精度控制,TI公司开发研制了TMS320x2000 系列数字微控制器。这一系列芯片非常适用于电机控制,其内置的外设使得控制系 统的建立更加简化,并且大大降低系统硬件成本。

4.1数字控制系统和TMS320F281 2
数字控制系统(Digital
Control

System)是以数字微处理器作为数字控制器实现

对连续对象的闭环控制。数字控制系统主要由硬件和软件两大部分组成,硬件主要 包括:被控对象、数字控制器、A/D和D/A转换和实时控制时钟,软件主要包括: 主程序和控制子程序实现控制算法和这个系统的流程控制。数字控制系统与传统的 模拟控制系统比较主要有以下优点【28J
129j:

>数字系统中控制规律通过软件实现,它拥有丰富的控制指令和极强的逻辑 判断能力,因此可以实现更复杂甚至是模拟电路无法实现的控制算法,而 且如果需要改变系统控制规律只需对系统软件进行修改即可,修改更加方 便。 >数字控制器精度由字长决定,如今数字芯片可以做到32位因此其误差可做 到2.32而采用模拟器件能做到10弓已经很不容易。 >数字控制系统中控制量为0和1的组合表示的数字量,不会像模拟电路一 样严重受元器件影响,稳定性好。 由于上述的优点,数字控制系统在现代控制中得到广泛的应用。随着科技的发展, 数字控制系统向着体积更小,控制芯片集成度更高,和精度更高的方向发展。 本设计中软件是基于TI公司生产的一款非常适用于电机控制的数字信号处理 器(DSP)TMS320F2812为控制芯片实现。这是一款32位高性能定点数字控制芯 片,其主要特性和片上资源如下【30】【31】: >芯片最大时钟频率150MHz,高速的处理速度使得整个控制系统仅需一片 2812即可完成整个系统计算和控制任务; >3.3V电压供电,内核1.8V使得功耗更低; >片上内置36KB RAM和256KB flash存储器,可用于存放软件程序; >片上集成16路12位A/D转换器,最快转换时间80ns,更有利于实时控制; >片上集成带可编程死区的14路PWM输出电路; >片上内置两个QEP编码器电路和CAP捕获电路,用于编码器解码。
35

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>片上集成有SPI(串行外设接口)和SCI(串行通讯接口)以及CAN接口 专门的通讯接口电路。 芯片快速的处理速度和丰富的片上资源使得系统开发者可以采用更复杂和先进的 控制算法来提高控制系统的性能的同时还可以降低系统成本。

4.2数字控制系统软件设计
4.2.1系统软件流程图
根据系统控制框图和本系统设计的基本要求,建立了系统软件控制流程图如下 图4.1、4.2所示。图4.1所示是永磁同步电机调速控制流程,其中包括软件法实现SVPWM 控制的算法流程。图4.2这是系统的整体控制流程,包括系统的初始化和基本的控制 流程。下面针对一些环节的具体实现方式以及一些外围功能的实现进行详细的介绍。

图4-1

PMSM调速控制算法流程
36

系统初始化程序

1;!i{._-lI
图4.2控制系统的整体程序流程

4.2.2启动方法的设计
通过矢量控制的正弦波永磁同步电机在启动时如果不知道其转子位置那么就 无法正确的给出矢量,造成启动困难,甚至无法启动。 现在通常采用的方法是在程序的初始,输出一个已知的直流转矩,让转子转动 到一个已知的位置,然后再用这个已知位置作为启动位置对电机进行闭环控制。通 常是给逆变器发脉冲(1,0,O),即A相上桥臂开,下桥臂关,B相和C相上桥臂 关,下桥臂开,此时合成矢量转矩将会把电机转子拖到Oo的位置,从而得到准确的 转子位置,实现启动【32】【331。但这种方法会使电机在初始定位时发生不期望的抖动。 随着转子编码器的发展一些编码器专门引入了U、v、w信号,通过这三个信号的 的不同组合可以粗略的给转子初始位置赋值。光电编码器的U、V、W信号形成101、 100、110、010、011、001六种组合分别对应空间矢量1、2、3、4、5、6扇区。因 此确定了转子零刻线所在扇区的位置即可按表4.1为电机初始位置角进行赋值。

表4.1 U、V、W组合与对应初始赋值角度

组合 初始角度

101 300

100 900

110 1500

010 2100

011 2700

001 3300

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上表所赋初值至多有300的误差,但此并不会影响电机的启动。在电机启动进入运 行状态后利用编码器的零位校正信号即z脉冲信号即可在最多一圈的时间消除此误 差,使控制程序进入精确控制。但是并不是所有的电机都安装有这种编码器,因此 本文在软件设计中,针对此种编码器编写了启动程序,同时本文还针对没有此种信 号的编码器,对原始的给定直流转矩的方式进行了改进,即在每次停机时将编码器 计数器的值存储到EEPROM中,同时对电机轴钳位。这样电机在下一次启动时就 可以读取上一次停机时记录的位置值作为初始位置,从而实现启动。
4.2j

3转子位置角检测
转子位置角的检测采用增量式光电编码器作为传感器,产生正交编码脉冲,然

后通过DSP的编码脉冲电路(QEP)对其解码。正交编码脉冲是两个频率可变,但 是有固定90。相位差的脉冲序列。当电机轴上编码器产生正交编码脉冲后,可通过 两路正交脉冲先后顺序判断转动方向,根据脉冲个数确定电机转子位置角度。 TMS320F2812拥有两个事件管理器模块(EVA和EVB),每个事件管理器模块 都有一个正交编码脉冲电路。该电路被使能后,QEP电路的方向检测逻辑电路将自 动去判定哪个脉冲序列相位超前,产生一个方向信号,为通用定时器T2(对于EVB 是T4)确定计数方向。如果其输入引脚CAPl/QEPl(对于EVB是CAP4/QEP4) 输入的是超前脉冲序列,则计数器增计数,反之,如果CAP2/QEP2(对于EVB是 CAPS/QEP5)输入的是超前脉冲序列,则计数器减计数。 正交编码脉冲电路对编码器输入脉冲的上升沿和下降沿进行计数,为通用定时 器T2(对于EVB是T4)提供计数时钟输入。因此,计数器计数时钟是编码器线数 四倍频后的值,如图4.3所示,图中QEPl和QEP2是编码器直接输入脉冲,CLK 为计数器计数时钟,DIR为方向。

QEP?1.几几几n几r]几厂
四倍频

。破厂—一
●■■■■■■●■■■■●●●■■■●■■■■■■■●■■●■●____■_●___■_■■■■■■●一

图4.3正交编码脉冲、译码定时器时钟及方向信号

转子编码器由于旋转的影响和电路干扰的影响一般都存在误差,例如10000线 的增量式编码器,在使用中反馈回的线数一般在10030和9970之间【341。因此为了
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避免误差的累计每旋转一周编码器会产生一个脉冲,这个脉冲称为Z脉冲,通过捕 获单元可以捕获此脉冲,定时给编码器解码计数器进行清零操作。从而避免误差累 计造成控制混乱。 TMS320F2812的两个事件管理器各有三个捕获引脚。但是其中两个与正交编码 脉冲电路复用,因此当使能正交脉冲电路时,其引脚上的捕获功能被屏蔽。本文Z 脉冲的捕获采用事件管理器A的CAP3引脚来捕获。当捕获引脚有脉冲输入时,触 发捕获单元,产生捕获中断。在程序中对中断进行使能。当中断产生时通过中断服 务程序对编码器解码计数器进行清零操作,实现对转子角度信息进行实时校正,从 而保证系统运行的可靠性【351。

4.2.4基于转子位置信息的转速检测
在如今的调速系统中,单独的测速装置已经很少使用,它不但增加系统成本还 会大大增加系统的体积。取而代之的是基于转子的位置信息对转速进行计算。基于 转子位置信息,主要有两种转速计算方法,一种是M法,即通过单位时间转过的角 度大小来计算转速,另一种为T法,即通过转过单位角度所需时间进行计算。一般 认为M法在高速具有较高的精度,在低速T法具有较高精度。因此有些学者提出将 M法和T法相结合成为M/T法。但是,无论是M法还是T法都受到编码器分辨率 大小的的限制。当采样时间小于最小分辨率角度转过的时间时,无论是M法还是T 法都将失效,而且M法和T法之间的平稳过度在实际应用中也是很难处理的问题。 随着编码器制造技术的发展,更高分辨率的转子编码器不断出现,尤其是增量式转 子编码器,一种具有较高相对精度的编码器的,T法显得更加的不实用。在本设计 中,根据编码器线数和转速环节采样时间以及控制指标三方面进行衡量,速度计算 只采用M法即可。根据M法的原理有:
一。

国(后)=K(口(七)一矽(七一1))

(4.1)

其中Kl=I/(fbT),毛为基本频率(用于标幺化),T为假设的采样周期时间。由上述 的表达式可以看出上式相当于一个纯微分环节的计算,因此为了减小由于纯微分引 起的噪声放大,在本设计中添加了一个,一阶低通数字滤波器优化速度。一阶低通 数字滤波器的连续时间域表达式为:

篱甸

(4.2)

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式中£为截至频率,为自行设定参数。将其离散化可得软件实现的一阶低通滤波器 数学表达式为:

面(后)=K面(七一1)+整面(七)

疋=—L



(4.3)

t.+T

墨=南
4.2.5软件SVPWM信号实现
SVPWM算法的实现采用软件实现时间的计算、扇区判断以及计数器计数值的 计算,结合DSP内部的比较电路和PWM电路最终产生SVPWM信号。TMS320F2812 的每个事件管理器都有三个带可编程死区的比较单元,每个比较单元都产生两路对 称的PWM信号输出,正好可用于控制逆变器的上下桥臂,这样三个比较单元共可 以产生三对,可实现对三相逆变器的控制。在电机控制的应用中,PWM电路不但 减小了产生PWM波形时CPU开销,而且可以很方便的通过软件对其可编程死区寄 存器进行配置来实现死区时间,这样就避免了外部使用模拟器件实现死区时间,从 而减小了控制板的大小、复杂性以及成本,还为调试带来许多方便。 下面我们以事件管理器EVA为例介绍其死区产生原理。死区波形的示意图如图 4.4所示。比较单元的波形产生器会提供一个信号PHx(x=l、2、3)作为死区单元 的输入,死区单元会针对每一个输入,相应的输出一对互补信号DPTHx和DPTHx。7 当比较单元的死区单元未被使能时,这两个输出信号的跳变沿是完全相同的,但当 比较单元的死区单元被使能时,这两个信号的跳变沿将被一段称作死区的时间间隔 DT分开。这个时间段由DBTCONx寄存器中的相应位决定。假设DBTCONx[11~81 中的值为聊,且DBTCONx[4~2]位中的值对应的预分频因子为I/p,则死区时间为 (pxm)个HSPCLK时钟周期【33】。

I I l

叫 卜死区
图4.4死区产生波形图
40



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电流采样 流采样采用DSP片内A/D模块实现。TMS320F2812片上集成有两路相对独立 带流水线的A/D转换器。每路各拥有一套采样保持电路、A/D转换内核和8路 号输入选通电路,总共可以实现16路模拟信号的采样。两路A/D模块可以同 各转换8路,也可以各自单独工作根据需要进行转换,亦可串联完成16路采 。转换启动可以由软件启动、内部事件管理器启动(包括EVA和EVB)、和 件启动三种方式。启动转换后,排序寄存器可以自动进行排序,根据软件设 换通道,自动完成转换。 据转换结果处理可以采用查询方式和中断方式两种。本设计中为了减少中断 使系统的顺序控制可靠性更高,采用查询方式对电流采样结果进行处理。在 采样中,由于模拟电路的干扰会使得采样的结果引入谐波成分,本设计中为了消除 扰动谐波的影响采用了数字滤波技术,对电流波形进行整形处理。另外,为了避免 采样信号之间的相互干扰,在硬件电路允许的情况下应尽量避免使用相邻的A/D转 换通道进行采样。

4.2.7键盘显示
键盘和显示采用I/O口直接扩展实现。TMS320F2812有多达56个通用数字量 输入输出端口(GPIO),其中大多数都是通用的I/0和专用功能复用引脚。数字量 I/O端口模块采用相关寄存器灵活的配置复用引脚的功能,GPIOMux寄存器用来选 择引脚是通用I/O模式还是专用功能引脚,作为通用I/O可以通过GPxDIR寄存器 设置其是输入模式还是输出模式,作为输入模式,可以通过GPxQUAL来配置其信 号匹配周期,从而消除噪声信号的影响。根据本设计所需功能的基本要求,键盘采 用“向上”,“向下",“确定",“取消",四按键操作方式,显示采用数码管进行显 示;功能方面,主要实现参数的设定和存储操作,以及实时转速、转矩等信息的显 示。
+?

4.2.8参数存储
参数的存储采用的是DSP的SPI串行外设接口外扩SPI接口系列的EEPROM 芯片实现。TMS320F2812片上集成了高速同步串行输入/输出接口SPI模块,其通 信速率和通信数据长度均为可编程的,操作方便。在本设计中,采用的EEPROM为 X25650,其通信速率最大为5兆。由于采用的是八位的存储芯片,即每一个地址空 间是八位的,因此在存放数据时对于高于八位的数据按由低到高依次存放的方式实 现。EEPROM与CPU通讯实现EEPROM读写功能的软件流程如下图所示:

41

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开始

开始


发送片选信号 选择EEPROM


发送片选信号 选择EEPROM - }动SPI模块发送写



启动SPI模块发送 读EEPROM指令

铲 铲
发送要读取的数 据的存放地址 读取数据返回 A.读EEPROM流程图 图4-5

◇刮
!EPROM使能指令
IJ

0是
IJ

铲 拶
.数掣.
返回 B.写EEPROM流程图

发送要存储的数| 据的存放地址l

EEPROM读写操作软件流程图

4.3小结
本章首先介绍了数字控制系统和本设计所采用的控制芯片TMS320F2812。然后 给出了基于控制芯片的系统控制软件流程图,实现了基于SVPWM的Id=O控制和单 位电流最大转矩控制。并对启动方法,转子位置角检测,基于转子位置角信息的转 速计算和A/D采样等环节进行研究和改进,从而提高系统的控制性能,并对外围功 能进行了介绍。软件主要通过C语言编写,通过CCS调试工具完成软件的编写和 调试工作【361。

42

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第五章实验结果

基于上述分析研究,在一套实验开发板上实现系统软件,并对系统性能进行实 验研究。由于实验条件的限制,实验对象为一台400W小功率电机。

5.1实验系统
实验系统结构示意图如下图5.1所示:

图5-1实验系统结构示意图

实验中主要对电机转速、线电流和线电压三个量进行录波、观测。因为转速是 基于转子位置进行计算的,即与转子编码器的脉冲信号的频率成正比关系,为了更 加直观的显示转速信息,实验中,通过频压转换电路对编码器脉冲信号进行处理, 转换为易于观测和测量的电压信号。线电流的采集通过电流霍尔传感器转换为电压 信号通过示波器直接测量。线电压属于高压量,由于示波器量程的原因,线电压的 测量需要专门的测试工具进行测量,比如采用高压探头扩大示波器观测范围,或者 采用电压互感器将高压转换为低压信号直接用示波器进行测量。示波器测量所得的 波形和数据可利用USB接口和配套的软件将其传输到计算机上进行保存。
43

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实验电机采用的是山洋电机,型号为P50807040HCSIJ,电机的基本参数如下表 所示:

表5-1实验电机参数

参数 额定输出功率 额定电压 额定转矩 瞬间最大转矩 转矩常数 额定相电流 瞬间最大电流 失速电枢电流 电机转子惯量 额定转速 最高转速 电枢相电阻 电枢相电感 极数 编码器

数值
400



220V 1.27 N.m 3.92 N.m 0.686 N.m/A 2.1 A 6.3 A 2.1 A 0.375 Kg.cm2 3000 Rpm 3600 Rpm 3.4Q 13.7 mH 4 Poles 2000 P/R

5.2实验波形

在实验平台上实现了基于SVPWM的永磁同步电机调速控制系统,系统调制频 率为12kHz。下面分别给出了一些实验波形。 设计中的死区时间是通过软件实现,信号经过硬件电路由于电子元器件的影响 最终触发开关管的触发脉冲的死区时间会小于设定值,为了保证安全,对最终的触 发脉冲进行测量以确定其死区时间,其波形图如图5.2所示。 图5.3、图5.4、图5.5、图5.6和图5.7分别给出了不同转速情况下电机的转速 和相电流波形; 图5.8和图5-9为速度阶越的动态相应曲线图。 图5.10为额定转速情况下AB线电压波形。

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图5-2触发脉冲死区波形图

图5.3 30转/分转速和电流波形

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煅 捉 时间250ms/格

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图5-4 100转/分转速和电流波形

图5.5 500转/分转速和电流波形

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时间250ms/格

图5-6 1 500转/分转速和电流波形

图5.7 3000转/分转速和电流波形

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时间2.5s/格

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图5.8 2000转/分突变到500转/分波形
45

图5-9 500转/分突变到2000转/分波形

华北电力大学硕士学位论文


8t--*


时间2.5ms/格

图5.10额定转速稳态线电压波形

5.3实验结果分析
结合硬件实验条件,针对调速系统的主要指标,基于SVPWM调制方法,采用 电流控制策略实现了永磁同步电机矢量控制调速系统,实验结果表明系统工作稳

定,性能良好。

5.4小结
本章基于TMS320F2812DSP为控制核心,实现了矢量控制的PMSM全数字调 速系统,搭建了实验平台,并在实验平台上进行了实验研究,给出了调速系统的实 验测量波形,实验结果表明了系统具有良好的调速性能。

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第六章结论与展望

6.1结论
随着现代工业技术的飞速发展,高精度、全数字化的永磁同步电机控制系统无 论是其实际应用方面还是理论探讨,都具有很高的研究价值,尤其是内置式的永磁 同步电机及其控制方法的研究,当今受到汽车行业,家电行业广泛关注。本文在对 电机进行有限元分析的基础上,基于TMS320F2812全数字化实现了永磁同步电机 调速系统,并进行了卓有成效的仿真和实验研究,分别给出了详尽的仿真和实验波 形。论文主要完成了以下的具体工作: (1)基于Ansofl公司的电机设计和分析软件对永磁电机进行有限元建模,并 对其磁力线分布,电机电感参数等进行了有限元分析,为进一步为其控制系统设计 做好基础。 (2)在深入研究了永磁同步电机数学模型的基础上基于坐标变换原理推导

了永磁同步电机由坐标系下的永磁同步电机数学模型。
(3)在深入研究永磁同步电机矢量控制原理的基础上,分析推导了永磁同步 电机单位电流最大转矩控制和弱磁控制算法给定计算式,分析研究了一种简单易于 编程实现的SVPWM算法,并利用Matlab/Simlink仿真软件分别建立了基于SVPWM 的Id=0控制和单位电流最大转矩控制与弱磁控制的仿真模型,实现了永磁同步电机 控制系统的仿真。 (4)完成了软硬件的系统集成,给出了基于DSP的软件设计,实现控制系统 的软件流程图的绘制,和软件编写工作,在CCS3.1平台上编程实现了系统初始化、, 运行控制功能以及数字PI调节器、坐标变换算法、电流给定控制算法、转子位置检 测和转速计算,实现了转速的数字给定和转速的实时显示。并针对转速测量,电流 检测,和电机启动等环节进行了改进设计,给出了相应的实现方法。最终实现了永 磁同步电机的电流与转速双闭环调速系统,反复的实验证明了软件的可行性和稳定 性。 (5)完成控制系统并实现整机调试。 本文的研究工作为基于DSP控制芯片实现永磁同步电机控制系统,尤其是内置 式永磁同步电机调速控制系统的实现提供了重要的理论依据和仿真参考数据。文中 基于有限元的对电机的前期分析,建立调速控制系统仿真模型,DSP系统程序、控 制算法等对其它基于DSP的电机类系统的开发也具有一定的指导意义。
景,

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6.2展望
本文实现了全数字化永磁同步电机控制系统,但受时间和实际条件等的限制, 还有许多工作待完善。今后本文的还将在以下几个方面开展进一步的工作,以期进 一步提高系统的性能。 (1)系统软件主要采用C语言编制,虽然程序具有可读性强的优点,但其乘 除法运算和库函数的调用占时相对较长。以后可以考虑采用纯汇编语言实现,以期 进一步提高算法程序的运行速度。 (2)TMS320F2812是定点型DSP,即不适合计算浮点数。虽然程序对相应的 控制量进行了定标处理,但是使得一些计算量不再是实际值参与计算,给程序编写 和调试带来许多麻烦,而且转换也会不可避免的引入一些计算,增加了程序的运算 时间。在今后的设计中可以考虑使用浮点型,如TMS320F2833x系列DSP。 (3)系统反馈量的精度直接影响系统的控制精度。本文A/D采样使用的是 TMS320F2812自带的A/D采样电路,虽然使得硬件设计简单、编程方便,但其精 度相对不高。在今后的设计中可以考虑使用外扩的外部快速A/D(14位或者16位 AD)电路,从而提高系统的控制精度。 (4)控制算法方面也没有完全考虑电机饱和引起参数变化的影响,在以后的 设计中可以继续对控制算法中饱和补偿进行改进有望得到更优的控制精度。 (5)对于产品来说成本是一个非常重要的衡量指标,在永磁同步电机控制系 统中,编码器的成本是不可小觑的,尤其是高分辨率编码器能占整个系统成本的三 分之一,为了减少此部分的成本,以后的工作中可利用转速观测数学模型得到反馈 转速,从而降低整体系统的成本。 由于本文作者水平有限,经验不足,错误和不当之处在所难免。热切希望大家 批评指正。

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本论文是在王艾萌老师悉心指导与亲切关怀下完成的,导师在理论上的指导和 工作、生活上的关心将使我终生受益。王老师严谨的治学态度i诚恳热情的待人作 风将对我今后的学习、工作和生活产生巨大而深远的影响。 论文还得到电机教研室李亚斌老师和孟明老师的指导和帮助,他们对硬件系统 的设计和实现及软件的设计和调试过程中的诸多有益建议让我获益匪浅。在此表示 诚挚的谢意。 此外,论文工作的开展过程中还得到了电机教研室同学和老师的诸多帮助,付 超同学对论文初期的开展以及程序调试工作提供了有力的支持,林志光和李光辉同 学也在设计和调试方面也给予了很大的帮助。在此一并表示感谢。

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[6]许文强,王艾萌,孟明,魏亮,来旭红.永磁同步电机控制系统PID参数在线 识别新方法,华北电力大学学报,2009,36(4):16~19 [7]参与《内置式永磁同步电机设计》,制作样机一台 [8]参与《交流永磁同步电机伺服控制器》项目开发,软件设计 [9]参与《高性能永磁电机矢量控制系统》项目开发,软件设计

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