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白光照明LED驱动电路系统设计与研究


厦门大学 硕士学位论文 白光照明LED驱动电路系统设计与研究 姓名:吴冬明 申请学位级别:硕士 专业:微电子与固体电子学 指导教师:李开航 20090601

摘要

摘要

随着节能和环保意识日益深入人心,白光LED这一绿色照明系统倍受人们的 关注。同时,随着白光LED制备技术的成熟发展,提供各种高效可靠的白光LED

驱动电路是摆在人们面前的重要任务。为了满足对高亮度白光照明LED驱动电路 的需要,本文设计了一种以便于芯片集成的开关电源式驱动电路,并对其特性作 出系统的研究。 本文首先阐述了电感开关式LED驱动器系统的优点,接着按照室内通用照明 的应用要求对整个驱动系统的核心模块进行子模块划分,其中重点设计了功率开 关器件和和开关栅极驱动模块电路。功率开关管LIGBT设计过程中采用了渐变缓 冲层技术,能有效缓解由于曲率效应引起的“过早”击穿问题,在相同击穿电压 的情况下减小了开关管的版图面积,给出了开关管的结构和仿真参数。功率开关 栅极驱动电路包含了更基本的栅极驱动模块、电流控制模块、智能保护模块等。 电流控制电路采用过脉冲宽度调制(PwM)模式以实现恒流驱动方式。驱动芯片除 了振荡电路、带隙基准、误差放大器、PwM比较器之外,还包括热迟滞关断、过

压和过流保护等控制模块。基于18V Bi-CMOS工艺,给出各组成模块的主要仿真
结果。

本文完成了一种白光LED驱动芯片的电路设计,对其特性进行系统分析,仿 真结果表明,各个功能模块能实现预期要求,该工作为下一步版图设计和将来的
流片打下良好基础。 关键字:LED电源变换器DC-DC开关电源PwM

Abstract

Ultra—brightness white LED used product
can

as

environmental protection lamp is



potential

replace current competitors.The driver of white LED with best efficiency,

good reliability and low cost is in need to satisfy the significant amour market of commercial and home application.There
are

large scale power management chip
as

aS

boost transformer applied in portable equipment such method

cell phone,laptop.Switch

power

supply system haS won the low dropout regulator in efficiency and

wide application range. This paper illustrates the related characteristics about DC—DC

transformer

system

and designs the top module according to the requirement of general illumination

usage.The

solution includes two pans,the

one

is swish transistor and the other is the collector is used to release the early.It presents
structure

gate driver pans.A varied buffer layer under
curvature

effect

and

stop

switch

from breakdown
as

dimensions and doping profile嬲well using TCAD tools.

performance parameters after simulation

In this thesis,Design of DC—DC control system is the most important system makes
use

work.This

of pulse width modulation to realize the constant current output.

The intelligent module samples the current

signal

from the resistor seried with load
can

and current through power switch.The top module overvoitage.Bandgap,Error amplifier,PWM
are

monitor the temperature and shutdown module

comparator,thermal

included to complete the function
are

j ust勰my
on

pre?defination.All circuit cell

designed in this paper

simulated based

0.35I.tm 1 8V highvoltage technology

and detailed results are followed.

Keywords:DC—DC

SMPS

PWM

LED power converter

II

厦门大学学位论文原创性声明

本人呈交的学位论文是本人在导师指导下,独立完成的研究成 果。本人在论文写作中参考其他个人或集体已经发表的研究成果,均 在文中以适当方式明确标明,并符合法律规范和《厦门大学研究生学 术活动规范(试行)》。 另外,该学位论文为( 的研究成果,获得( 资助,在(
)课题(组)

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-T:


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.不保密,适用上述授权。

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声明人。签名,:拗tl

州年C趴如

第一章绪论

第一章绪论

随着全球经济发展和生产水平的提高,人均年能源需求越来越大。以煤、石 油、天然气、核能等人类赖于生存的能源具有不可再生性,人类面临着空前的能 源危机。能源的大量消耗同时也造成了生态环境的急剧恶化。为了解决这些问题, 不仅要开发新的可替代清洁能源,还要大大提高能源的利用效率。人们日常消费 的能源中80%是电能,各种照明用电则是电能的重要组成部分,大约占全球19% 的电力。众多照明产品中,白炽灯的光效仅有8~251m/w[1],开发高效率的照 明产品则成了人类的共识,寿命长、高效率、高可靠性的白光LED将是未来最理 想的产品。MOCVD技术使得白光LED器件设计制造技术有了重大突破。目前实验 室的白光LED发光效率已远远超过荧光灯,伴随着LED制造成本降低和光效的进 一步提高,白光LED取代荧光灯成为人类主要的照明工具这一趋势已经是毋庸置 疑了。
1.1

LED照明市场概况及发展趋势
半导体光源以其饱满色光、无限混色、迅速切换、耐震、耐潮、冷温、超长

寿、少维修等优势,成为全球最热门、最瞩目的光源,特别是LED的发光效率正
在大幅度提高,成为2l世纪普通照明领域最具发展前景的高科技技术,发展LED

照明成为全球产业的热点,表1.1给出了白炽灯、荧光灯、节能型荧光灯和LED 的发光效率和平均寿命的对比。 表1.1各种灯具对比
参数

白炽灯
(40W)

荧光灯
(36W) 50~60

节能型荧

LED

光灯(IOW)
50~70
6一-.8k >100

发光效率(im/W) 平均寿命(h)

7~16 1~2k

2~12k

30~80K

世界各国对LED的研发生产都极为重视。日本早在1998年就编制“21世纪 计划”,针对新世纪照明用LED光源进行实用性研究。1998--2002年耗费50亿 日元推行白光照明,2006年完成用白光LED照明替代50%的传统照明。近年来,

自光照明LED驱动电路系统设计与研究

日亚化工、丰田合成、SONY、佳友电工等企业已有LED照明产品问世;美国2000
年制定的“下一代照明计划”被列入能源法案,计划从2000--2010年,用LED

取代55%的白炽灯和荧光灯,美国GE公司和EMCORE公司合作成立新公司,专门
开发白光LED,以取代白炽灯、紧凑型荧光灯、卤钨灯和汽车灯;在德国,欧司 朗公司与西门子公司合作开发LED照明系统;我国台湾地区也出台了新世纪照明

光源开发计划,大力发展半导体发光二极管产业,1998年即投入6亿台币进行 相关开发工作,目前的LED产量仅次于日本。美国、日本等国家和台湾地区对 LED照明效益进行了预测,美国55%白炽灯及55%的日光灯被LED取代,每年节 省350亿美元电费,每年减少7.55亿吨二氧化碳排放量。日本100%8炽灯换成
LED,可减少1~2座核电厂发电量,每年节省lO亿公升以上原油消耗。台湾地

区25%白炽灯及100%的日光灯被白光LED取代,每年节省110亿度电。到2008 年,全球LED产值已达到500亿美元,LED照明将使全球照明用电减少一半,形 成一个潜力巨大,竞争激烈的LED照明产业无比广阔的全球市场!
发展LED照明符合我国产业发展战略,我国十分重视半导体产业的发展,相

继出台了一系列政策,促进相关产业发展。2003年6月,科技部联合信息产业 部、教育部、建设部、中科院、轻工业联合会等单位成立国家半导体照明工程协 调领导小组,紧急启动国家半导体照明工程。2006年初,国务院发布了《国家 中长期科学和技术发展规划纲要》,“高效节能、长寿命的半导体照明产品"被 列入中长期规划第一重点领域(能源)的第一优先主题(工业节能),在国内外 引起广泛关注。2006年7月,建设部公布的《“十一五"城市绿色照明工程规 划纲要》中明确表示要实现单位国内生产总值能源消耗降低20%的目标,强调要 落实节约资源和保护环境的要求,建设低投入、高产出、低能耗、少排放、能循 环、可持续的国民经济体系和资源节约型、环境友好型社会,并把“绿色照明—— 在公用设施、宾馆、商厦、写字楼以及住宅中推广高效节电照明系统等"列为十 大节能重点工程之一。而LED的特性使其成为2l世纪最合适的绿色光源,2006 年lO月,国家“十一五"863计划“半导体照明工程"重大项目正式启动。 在新兴应用市场的带动下,我国在近些年LED市场规模快速提升。2001—2006 年我国LED市场销售额增长率48%,2006年LED封装产值146亿元,已经形成 了从外延片生产、芯片制备、器件封装到集成应用的比较完整的研发体系,现在



第一章绪论

全国从事半导体LED器件生产的企业有400多家,产品封装在国际市场上也已占 有一定的份额,据估计,中国大陆拥有全球LED封装与应用产品(主要为低功率 LED)相关产能的70%。未来5年,我国也将把半导体照明作为一个重大工程进 行推动;而科技部也已批准上海、大连、南昌、厦门、深圳5地作为LED产业化
基地。
1.2

LED驱动电路现状
基于发光二极管的半导体照明光源与灯具的制造是下游产业。驱动电路属于

下游产业中技术含量较高的领域。虽然LED驱动部分占LED灯具的成本比重只 有1/9,但若没有高性能驱动电路的配合,LED的优点根本没办法发挥。由于先 进的集成工艺,驱动电路外围原件越来越少,电路核心在于集成驱动芯片的设计。 白光LED的应用场合从手机、手持式装置、液晶面板背光源、汽车头灯到 户外、办公室与家中的灯光来源等等。由于通用室内照明还没有普及,驱动IC 主要集中在低压便携式电子设备领域。汽车照明和道路交通照明的应用需求使得
相关驱动IC随之增加。 LED驱动将往高效率、更高驱动能力、小体积、高集成度、低电磁干扰、

高可靠性方向发展。在避免电磁干扰的情况下,缩小储能器件的体积,提高效率 依然是未来发展的重点。随着新技术的成熟,lED驱动控制将与电源技术、太 阳能等技术有机地结合。

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

第二章LED驱动概述
驱动电路是LED(发光二极体)产品的重要组成部分,LED驱动电路的主要功

能是将交流或者非目标直流转换为恒流电源,同时按照LED器件的要求完成与 LED的电压和电流的匹配。LED驱动电路除了要满足安全要求外,另外的基本功 能应有两个方面:一是尽可能保持恒流特性;二是驱动电路应保持较低的自身功 耗。这样才能使LED的系统效率保持在较高水准。开关电感变换器、线性稳压器、 电荷泵是三大LED驱动类型,且有各自的适用范围[32]。 电荷泵解决方案或称为开关电容解决方案,利用分立电容将电源从输入端传 送至输出端,整个过程不需使用任何电感,所以是受欢迎的解决方案。电荷泵电 源的体积很小,设计也很简单,选择元件时通常只需根据元件规格从中挑选适当
的电容。电荷泵解决方案的主要缺点是它只能提供有限的输出电压范围,绝大多

数电荷泵IC的转换比率最多只能达到输入电压的两倍,这表示输出电压不可能 高于输入电压的两倍,因此若想利用电荷泵驱动一个以上的白光LED,就必须 采用并联驱动的方式。利用只能对输出电压进行稳压的电荷泵驱动多个白光LED 时,必须有措施末防止电流分配不平均,但会降低转换效率。在驱动单个负载时 比较适合选用这种方式。 线性稳压电源的工作原理如下图所示,由于线性状态下的调整管相当于一个 电阻,所以我们可以得出线性调整电源的几个特点:1、输出电压比输入电压低: 2、开关管等效电阻耗功大,效率低;3、由于调整管连续变化,输出电压纹波小。

Load

图2.1线性调整器示意图


第二章LED驱动概述

开关电感变换器示意图如图2.2所示,因为开关管处于反复的开关,相对线

性调整器而言电压纹波较大,且存在电磁干扰问题。开关电感变换器能灵活实现

图2.2开关电源变换器示意图
升压、降压操作,适用范围广。

2.1

LED基本特性介绍
LED本质是PN结,是电流驱动器件,当它两端加上正向电压时半导体中 的少数载流子和多数载流子发生复合,放出的过剩能量将引起光子发射。采 用不同的材料,可制成不同颜色有发光二极管。它的光强度随着正向电流I, 的变化而变化。在正向导通之前,LED几乎无电流流过,当电压超过开启电 压时,电流急剧上升。因此LED属于电流控制型半导体器件,其发光亮度L (单位为cd/m2)与正向电流I,近似成正比[1]。

L=斛?

(2.1)

式中K为比例系数在小电流下(IF=l----,10mA),m=1.3-'--1.5;当L>10mA时,

m=l,此时上式可简化为L=K/。,即发光亮度与正向电流成正比。另外,工 作电流对光的颜色有一定的影响,随着电流改变不仅亮度会发生变化,颜色 也会跟着变化。 LED的正向电压和正向电流与管芯的半导体材料有关,使用时要根据所 要求的显示亮度来选取合适的I,值。若选取的值太小,则不能完全发挥LED 的性能,若选取的值太大,则很容易损坏PN结。I-V特性是表征LED芯片的 主要参数。LED的伏安特性具有非线性、单向导电性等特征。典型的正向特 性曲线测试如图2.3所示:

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

0.80
O.75 0.70


l | 2

O.65
O.60 0.55 0.50


} 2 f

0.45
0.40 O.35

O.30
O.25 0.20 O.15 0.10 0.05



, ,‘ √

/ 。,

0.00 1.O 1.2 1.4

……………...…
1.6 1.8 2.O 2.2 2.4

.—r
2.6 Z.8 3.0 3.2 3.4 3.6 3.8 4.0

v(v) LED伏安特性曲线

图2.3高亮度白光伏安特性曲线 从特性曲线可以看出,LED在开启以前有一段“死区”,该区域的最大电压叫做 开启电压。对于不同材料制作成的LED其值不同,GaAs约为1V,GaAsP约为1.2V,
GaP约为1.8V,GaN约为2.5V。开启后的区域为正向工作区,正向电流I,和外加 电压呈指数关系n1:
.q.....V..—r—

‘=厶@Kr-1)

(2.2)

式中I。为反向饱和电流。由于伏安特性正向指数式变化,LED在正向导通后其正 向电压的细小变动将引起电流的很大变化;另外,温度也会影响LED的电气特性, 当环境温度升高时,LED的正向工作电压Ⅵ将下降。假设流过LED的电流为I,, 管压降为V,,则正常工作下的功耗P=%×IF。 LED光输出将随着输入电压、环境温度等因素的变化而变化。LED的光输出 直接与LED电流相关,所以在LED应用中应控制补偿输入电压变化和环境温度等 因素的变化。若LED的电流失控,LED长期工作在大电流下将影响其可靠性和寿 命。 从理论上,相同材料、工艺的LED管性能完全一致,但在实际生产应用中 不同批次或者同一批次的不同芯片在性能上都会有差异。对于需要多个管子串联 和并联工作的情况来说,个体之间的差异性也是驱动电路设计的考虑因素之一。 对于照明应用,超高亮度白光LED才是目标器件。HBLED基本原理和普通 信号显示用LED原理上相似,但从原材料的选择、芯片设计制造到芯片的封装


第二章LED驱动概述

设计都要面临许多特殊的问题。本文主要关注与驱动电路相关的特殊性能,至于 PN结芯片的设计和封装已经超出了我们的讨论范围。大功率LED在室内外通用 照明领域应用是其发展的最终目标。与普通仪表显示用的LED不同的是,HBLED 的工作压降和工作电流都相当大,一个1W管芯正常情况下的压降为3V"'4V之 间,工作电流能达到300mA以上。

2.2

LED连接方式
在绝大多数应用场合需要同时驱动几个大功率LED,所以对于特定的应用

要选择适当的连接方式。LED作为发光体,它的连接可以是并联、串联或者串 并结合。并联方式负载电压较低,分配在所有LED两端电压相同,要求LED驱 动器输出较大的电流。适合用于电源电压较低的产品,如太阳能或电池供电。当 LED的一致性差别较大时,由于并联方式连接的LED电流及亮度不能自动匹配, 需要利用镇流电阻或电流源来保证偏置电流大小相同,光源亮度均匀。然而,利 用镇流电阻或电流源来保证LED的亮度一致将缩短电池的使用寿命和降低转换 效率。当某一个颗LED品质不良断开时,若采用稳压式LED驱动(例如稳压式 开关电源),驱动器输出电流将减小,而不影响余下所有LED正常工作。如果是 采用恒流式LED驱动,由于驱动器输出电流保持不变,分配在余下LED电流将 增大,容易导致损坏其它LED。解决办法是尽量多并联LED,当断开某一颗LED 时,分配在余下LED电流不大,不至于影响余下LED正常工作。其次,LED因 其VF值特性原因做不到相同,随着温度及电流大小也有些VF值也会发生变化, 一般不适合并联设计。有些情况又不得不并联解决多颗LED驱动成本问题,此 时必须采用具有亮度控制电路的驱动器以确保他们的亮度和色彩一致。 串联要求LED驱动器输出较高的电压。当LED的一致性差别较大时,分配 在不同的LED两端电压不同,通过每颗LED的电流相同,LED的亮度一致。串 联方式保持固有的匹配特性,当某一颗LED品质不良短路时,如果采用稳压式 驱动(如常用的阻容降压方式),由于驱动器输出电压不变,那么分配在剩余的 LED两端电压将升高,驱动器输出电流将增大,导致容易损坏余下所有LED。 如采用恒流式LED驱动,当某一颗LED品质不良短路时,由于驱动器输出电流 保持不变,不影响余下所有LED正常工作。但一旦其中的一个芯片失效,其他



白光照明LED驱动电路系统设计与研究

芯片也不能工作而导致很大的浪费。解决的办法是在每个LED两端并联一个齐

纳管,当然齐纳管的导通电压需要比LED的导通电压高,否则LED就不亮。对 于便携设备而言,串联还有一个缺点就是必须采用特定的升压驱动电路提供更高
的供电电压确保LED能被驱动。

驱动器与负载LED串并联方式搭配选择是非常重要的,恒流式驱动功率型 LED是不适合采用并联负载的,同样的,稳压式LED驱动器不适合选用串联负 载。在需要使用比较多LED的产品中,如果将所有LED串联,将需要LED驱 动器输出较高的电压。如果将所有LED并联,则需要LED驱动器输出较大的电 流。将所有LED串联或并联,不但限制着LED的使用量,而且并联LED负载 电流较大,驱动器的成本也会大增。解决办法是采用混联方式,同时满足驱动电
压和电流的要求。

2.3驱动电路的种类
用原始电源供电有四种情况:低压驱动、过渡电压驱动、高压驱动、市电驱 动。低压驱动指低于LED正向导通压降的电压驱动;过渡电压驱动是指电源电 压值在LED管压降附近变动,可能时高时低;高压驱动是指高于管压降的驱动, 比如12V,24V的蓄电池等;市电驱动是LED照明最有价值的供电方式,是半 导体照明普及应用必须解决的问题。无论哪种形式都不可能直接给LED供电, 所以LED照明需要解决电源变换问题。LED驱动变换有DC/DC,AC/DC两种, AC/DC驱动器是由AC/DCl与DCl/目标DC两步完成的,相对于DC/DC无本 质区别。LED是直流单向导电器件,只能使用直流或者脉冲驱动,所以两种方
式最终归结为DC/DC的设计上。

低压驱动需要把电压升高到足以使LED导通且稳定的电压。便携式设备照 明应用比如手机背光源、LED手电筒等。由于电池容量的限制一般不需要很大 功率,但要求低成本、体积小和高转换效率。这些应用中电荷泵升压变换器是最 佳拓扑选择。 过渡电压驱动既要解决升压问题又要解决降压问题,也需要尽量小的体积和 较低的成本,反极性电荷泵式变换器性价比最高。 高电压驱动需要解决降压问题,由于高电压驱动一般是由普通蓄电池供电,



第二章LED驱动概述

会用到比较大的功率,变换器的最佳电路结构是串联开关降压电路。

市电驱动LED需要解决降压和整流问题,还要有比较高的变换效率。另外 还应该解决安全隔离问题,考虑到对电网的影响,还要解决电磁干扰和功率因素 问题。对中小功率的LED,隔离式单端反激变换器是比较好的电路结构。对于 大功率应用,该用桥式变换电路。

2.4

LED控制方式

2.4.1恒流方式和恒压方式 恒压驱动在负载端对输出电压采样,线性稳压电源反馈回路是最典型的恒 压控制应用。恒压驱动下控制LED正向电流方法是采用LED v.I曲线,利用一 个电压电源和一个整流电阻器来确定产生预期正向电流所需要向LED提供的电 压。这种方法的缺点是LED正向电压的任何变化都会导致LED电流的变化。 恒压驱动的多支路均流可采用集成三极管保持每路LED电流一致。这些三 极管在相同温度环境下、相同工艺条件生产出来的13值一样,可以保证每路电流
基本一样,示意图如图2.3所示:

mP



J一)3





秘葛

}1太(≥太(≥瓷≤
图2.3 LED串的均流

LED个体之间的正向压降变化范围比较大,由VF.IF曲线可知,VF的微小 变化会引起较大的IF变化,从而引起亮度的较大变化。所以采用恒压源驱动不能 保证LED亮度的一致性,并且影响LED的可靠性、寿命和光衰。由于LED的



白光照明LED驱动电路系统设计与研究

光特性通常都描述为电流的函数而不是电压的函数,根据(2.1)式可知光通量(巾 V)与IF的关系在电流大于10mA时近似线性,因此采用恒流源驱动可以更好地 控制亮度。超高亮LED通常采用恒流源驱动。恒流控制模式中监测负载电流的 方法可以是与负载串联一个检测电阻,通过电阻压降来反映负载电流变化,也可
以在通过检测开关管的电流来间接控制负载电流。

恒流方式和恒压方式都各有优缺点,最理想的方法是综合两种方式。既要相 对恒流,还要适当电压调整;既要监测负载电流变化状态,还需要监测负载电压 情况.在空间允许的场合,光源线路融合的智能化照明方案是LED驱动全面控制
的发展方向。

2.4.2高亮度白光LED驱动器种类 与荧光灯的电子镇流器不同,LED驱动电路的主要功能是将交流电压或者 直流电压转为目标直流电压,并同时完成与LED的电压和电流匹配。LED驱动 电路的另一个任务是使LED的负载电流在各种因素的影响下都能控制在预先设 定的水平上。更高档的驱动电路还具有智能调节和保护电路。可以用作白光LED 驱动电源的集成器件很多,大致分为线性变换器、电荷泵(开关电容)和电感式 开关电源三类,示意图如2.4所示。

(a)线性调整稳压器

(b)电荷泵

(c)开关电感变换器

图2.4三类LED变换器 线性变换器具有纹波小,精度高,噪声小等优点。由于调整管一直工作在线 性状态导致较低的转换效率,同时带来驱动器散热的问题。电荷泵电路采用电容
作为储能和传递能量的中介,常用于倍压或反压型DC-DC转换,具有电路简单、

尺寸小、转换效率高、耗电少等优点,同时有输出功率和输入电压范围有限的缺 点。主要应用于需要电池的系统,如蜂窝式电话、寻呼机、蓝牙系统和便携式电 子设备。电感式DC-DC开关变换器以电感作为储能中介原件,具有转换效率高,

lO

第二章LED驱动概述

应用范围广等特点。 在DC—DC变换器中,功率开关和储能元件的物理尺寸直接受工作频率影响 [2]。磁性原件的耦合功率是暑L)=L12f12,随着频率的提高,为保持恒定的功
率所要求的电感相应地减小。由于电感和磁性元件的面积和匝数有关,所以可以

减小电感器的物理尺寸。电容元件所耦合的功率是鼻c)=CV2f12,储能电容器
可实现类似的尺寸缩小。

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

第三章开关式DC-DC变换电路
3.1隔离与非隔离
开关稳压器拓扑结构可分为两种基本类型:一是非隔离型,输入源和输出负 载共用一个共同的电流通路。特点是:安全系数低(电源损坏高压直接冲击LED 灯珠,以至有可能烧坏灯管),恒流精度低,PF值高,效率高于隔离式,更难符合 安全规范,体积相对隔离式小。 二是隔离型,能量转换是用一个相互耦合的磁性元件来实现的。其特点是: 安全(电源损坏不伤及到灯珠),恒流精度高,PF值低,效率低于非隔离式,容易 过安全规范。

3.2亮度调节方式
调光功能在高亮度LED应用中有三个用途:调节LED亮度;当LED太热时, 通过调光来保护LED;通过独立调节红色、绿色、蓝色LED的亮度,创造多种颜 色。目前调光技术主要有三种:PWM调光、模拟调光、以及数字调光,三种调光 技术的各自特点,产品设计者可以根据具体的要求选择相应的技术。
3.2.1

PWM调光

PWM(脉宽调制)技术是一种传统的调光方式,它利用简单的数字脉冲,反复 开关LED驱动器,系统只需要提供宽、窄不同的数位式脉冲,即可简单地实现改 变输出电流,从而调节LED的亮度。该技术的优点在于能够提供高品质的白光, 以及应用简单,效率高。例如在手机的系统中,利用一个专用PWM接口可以简单
的产生任意占空比的脉冲信号,该信号通过一个电阻,连接到驱动器的EN接口。

但是,PwM调光有其劣势。主要反映在:P1]l『M调光很容易使得白光LED的驱动电 路产生人耳听得见的噪声(audible noise)。通常白光LED驱动器都属于开关电
源器件(buck、boost、charge pump等),其开关频率都在IMHz左右,因此在

驱动器的典型应用中是不会产生人耳听得见的噪声。但是当驱动器进行PWM调光 的时候,如果PwM信号的频率正好落在200Hz到20kHz之间,白光LED驱动器周 围的电感和输出电容就会产生人耳听得见的噪声,所以设计时要避免使用20kHz
以下低频段。

12

第三章开关式DC.DC变换电路

3.2.2模拟调光 相对于P1jI『M调光,改变限流电阻R。的阻值同样能够改变流过白光LED的电流, 从而变化LED的光亮度。我们称这种技术为模拟调光。模拟调光最大的优势是它 避免了由于调光时所产生的噪声。在采用模拟调光的技术时,LED的正向导通压 降会随着LED电流的减小而降低,使得白光LED的能耗也有所降低。但是区别于PwM
调光技术,在模拟调光时白光LED驱动器始终处于工作模式,并且驱动器的电能

转换效率随着输出电流减小而急速下降。所以,采用模拟调光技术往往会增大整 个系统的能耗。 3.2.3数字调光 具备数字调光技术的白光LED驱动器会有相应的数字接口,该数字接口可以 是SMB、12C或者单线式数字接口。系统设计者只要根据具体的通信协议,给驱 动器一串数字信号,就可以使得白光LED的光亮发生变化。三种LED调光方式
的对比如表3.1所示:

表3.1三种调光技术对比
项目 噪声 白光质量 耗电状况 外围电路 PWM调光 存在 好 模拟调光 数字调光 没有 一般

没有 一般 较大 一般

一般
简单

一般
复杂

3.3控制方式
P1jl『M型开关稳压电源只对输出电压进行采样,实行闭环控制。这种控制方式 属电压控制型,是一种单环控制系统。而电流控制型DC-DC开关变换器是在电压 控制型的基础上增加了电流反馈环节,形成双环控制系统,使得开关电源的电压 调整率、负载调整率和瞬态响应特性有所提高,是目前较为理想的工作方式。电 压控制型的工作原理如图3.1所示,电源输出电压V。与参考电压V。,比较、放大 后得到误差电压信号V。,再与斜坡电压比较后,PWM比较器输出一定占空比的系
列脉冲。

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

V V

图3.1 PWM恒压控制原理图

电流控制型在电压控制型的基础上增加了一个电流反馈环节,就是在PWM 比较器的输入端将电流采样信号与误差放大器的输出信号进行比较,以此来控制 脉冲的占空比。其工作原理是:采用恒频时钟脉冲置位锁存器输出脉冲,驱动功 率管导通,电源回路中的电流脉冲逐渐增大,当电流在采样电阻酏上的幅度达 到V。时,PWM比较器的状态发生翻转,锁存器复位,驱动信号撤销,功率管截 止。这样逐个监测和调节电流脉冲,就可达到控制电源输出的目的。其工作原理 示意图如下图3.2所示:

Vref Vo

图3.2 PWM恒流控制原理图

3.4控制模式
PWM系列反馈控制模式有:电压模式控制PWM,峰值电流模式控制PWM, 平均电流模式控制PWM,滞环电流模式控制PWM。输入电压、电流等信号在 作为取样控制信号时,大多需要经过处理。针对不同的控制模式,其处理方式也 不同。四种模式的控制波形如3.3所示:

(^)平均电流型

14

第三章开关式DC.DC变换电路

,,

●-,

(B)滞回电流型

础◆二
(C)峰值电流型 (D)电压控制型

图3.3四种控制模式波形

3.5拓扑结构
开关式驱动电路的基本原理是通过开关器件首先对直流进行高频斩波,然后 对所得到的高频脉冲变换到合适的电平,再经过整流滤波恢复成所需要的直流输 出值。高频斩波信号对于直流而言相当于一种调制信号。高频调制型DC—DC功率 变换电路本质上可分为两大类,六种电路。电感型能量传递的降压型、升压型、
极性倒置型功率变换电路;电容型能量传递的CUK、Zeta、Sepic变换电路[2]。

其他电路基本上都是由基本电路型式上扩充变化得到的功率变换电路,如单端正 激、单端反激、双端推挽、半桥和全桥功率变换电路。

3.5.1降压型功率变换电路(也称BUCK电路)
其电路结构如图3.4所示:

15

白光照明LED驱动电路系统设计与研究



(a)电路


(b)开关管电压波形 图3.4 BUCK电路及开关管波形

当功率管V开启导通时,VD反偏,输入电源Ui直接由L、R构成的通路给L
充电,电能储存在L中。等效电路如图3.5所示




(a)导通等效电路

(b)开关管电流波形
图3.5开关导通等效

根据等效电路,有V一吒--/'/L--%=o。其中吒=三鲁是电感两端电压,
吒为功率晶体管两端的电压,%为电容两端电压,即输出电压虬。上式可变为
16

第三章开关式DC.DC变换电路

u一吒一%=£拿.若功率管在t--0时刻开启导通,并一直维持到t--ton,电
at

感中的电流一直从其谷值圪增长到其峰值乞,“+’’表示电感电流处于上升状态。

故有e砚=f“堡!挚,峨=屹一吃=竺半。。当晶体管V
关断时,其等效电路如图3.6所示 L




Il





宝召
-H

c= 一 一<:_巾

之勺








H 叱








(a)关断等效电路

(b)续沉二檄管电流波形 图3.6开关截止等效

同样可以列出回路方程%--zlL--%=o,即鲁=一—UD丁矿-Uo(u。f表示二极管正
向压降)。因功率晶体管截止,并延续到驱动信号周期结束,在此期间电感中电

流从峰值乞下降到谷值乞(“一”表示电感中电流处于下降状态)。

£吮=£笔‰,从而有蚯=乞一乞=半锄电感电流连续盼隋况
下,Ⅳ+的幅值应该和Ⅳ一的幅值相等。(u--U。e。-Uo)to。=l(%一玑)ol也就是
说电感存储能量和释放能量的周期内,电感两端承受的电压与维持时间的乘积相 等。若电路中的元件均为理想元件,则上式可改为∽乙=uo(to扩+乙)定义比例因

子万=等,这就是占空比的概念。上式再次写成∽艿=虬由此可知,改变功率晶

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

体管的基极驱动脉冲的占空比万便能调节输出电压的大小,实现输出稳压,这就 是降压开关变换器的基本原理。

3.5.2升压型功率变换电路和极性倒置功率变换电路 升压型功率变换电路又称为BOOST电路。该结构能将输入电压变换成一较
T,



高的稳定输出电压,输出电压和输入电压的关系为,I/,o=_≮,其中万为占空比,


由于万<1,则VIN<Vo。拓扑结构如图所示。当开关管导通时,输入电源给电感 L充电进行储能;一旦功率开关断开以后,电感通过Diode,负载进行放电。


—D上召de

fN卜’0



c』



刁尘j




一 一

星手j

巾≮I






图3.7 BOOST电路

极性倒置功率变换电路又称为Buck.Boost变换器,能将一输入电压变换成

一较低的反相输出电压。输出电压与输入电压的关系为每=一南。拓扑结构
如下图所示:

图3.8 BUCK—BOOST电路

3.5.3隔离式功率变换电路
上面所述均为非隔离式结构,隔离式变换器的输入电源到负载的能量转换是
18

第三章开关式DC.DC变换电路

通过一个变压器或其他磁通耦合磁性元件实现。隔离式变换同样有三种类型:逆 向隔离变换器(反激式)、正向隔离变换器(正激式)、推挽隔离变换器。其他变 换电路,如单端正激,单端反激,半桥和全桥变换电路等都是这些基本类型的扩 充变化得到。三种基本的隔离类型变换器的输入输出电压关系如表3.2所示:
表3.2隔离式变换转换系数


反激式 正激式 推挽式

N(1一万)
6 N 2万 N

N为变压器匝数比

反激式(Flyback)功率变换电路的工作过程是:当功率开关器件导通的时 候,输出回路中的二极管反偏截止,输入源的电能首先转变为磁能储存在变压器 中;功率开关器件截止时,二极管导通,储存在变压器中的磁能再转换成电能输 送给负载。通过改变功率管开关器件每次切换周期内所储存和抽取的能量,可对 输出功率实行控制和调节。反激式电路中的变压器不是真正意义上的变压器,这 是由于反激变换电路特定的工作条件决定的。反激式变换电路结构如图3.9所
示:

Ui T

图3.9

Flyback

反激式功率变换电路因为直接牵涉到电、磁能量的转换,所以磁性元件和磁路的 设计,特别是变压器的设计至关重要。反激式变换器电路动态范围大,在中、小
功率电源中应用相当广泛。

正激式变换电路中,当功率晶体管导通时,变压器一次绕组中电流建立,假 设此时为励磁的正方向,则变压器中将有正向励磁电流流过。由于二次绕组的极

19

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

性与一次相同,所以输入电能将通过变压器耦合,直接传递N---次回路,并通过 二次回路中正篇二极管D2,向负载馈送的同时,也储存在输出电感L中。晶体 管截止时,变压器绕组的电压反转,二次回路中二极管D2反偏截止,而续流二 极管D3正偏导通,将储存在电感L中的能量馈送给负载。第三绕组和二极管 D1功变压器退磁之用,即在功率管截止期间,二极管D1正偏导通,形成反向 励磁电流,使磁芯中的残存能量返回给输入直流源。电路结构简图如图3.10所
示:



图3.10

Forward

推挽式功率变换电路实际上是两个工作相位相差万的正激式功率变换电路 的并联。电路拓扑结构如图3.11所示



图3.1

1 Push—pull

20

第四章驱动电路性能分析

第四章驱动电路性能分析
驱动电路主要有以下几大部分组成,一、整流滤波电流(供电电源是AC源); 二、主干能量变换电路;三、开关器件的驱动和智能控制电路;四、反馈网络和 辅助电路。整个驱动电路的性能是由这几部分的综合效果,其中开关器件及其控 制电路是决定功能性能的关键。

4.1功能性能指标
不同的应用场合对驱动电路的要求不同,我们要根据特定的外部环境设计, 主要从以下几个方面来产生设计边界约束条件。
4.1.1电压输入范围

LED应用场合的输入有几个电压段,从便携式的锂电池电压2.9—4.2V;汽车 电子用的蓄电池12,14,28V;市电电压1IOV、220V交流。电压输入范围是在额 定驱动输出下的电压输入上下限。输入范围越宽,抗干扰能力越强,适用的应用 场合越广。对于开关模式变换电路,输入电压上限值主要是由整流管和开关变换 功率管的击穿电压值决定。输入电压下限值主要是根据系统串联LED负载数量和 系统综合转换效率共同决定的结果。如果没有宽输入范围,在电网电压变化时很 容易引起损坏;太低的输入电压可能无法驱动目标负载或者驱动效率非常低。 4.1.2输出功率 要高亮度白光LED实现室内通用照明,必然要提高驱动电路的输出功率,输 出功率直接关系负载白光LED的数量。为了增大输出功率,可以通过增大驱动电
流,采用多芯片封装和增加芯片面积几种方式。输出功率和设计效率是相互制约

的,背离了合适的工作点必然会降低效率。LED特定的连接方式需要最佳的输出 功率和输出电流组合,LED并联支路数量和LED最佳工作电流点决定了变换器的电 流输出需求。串联的LED数量N和LEDI作点的电压V,决定变换器的电压输出。 4.1.3输出电流控制精度 对于开关模式电源,主干电路的输出不是绝对恒定的直流而是纹波电流。若 纹波电流波动幅度太大,则很明显能感觉至ULED光亮的变化。电流稳定的精度对 发光质量的影响要求所设计的驱动器能精确地对控制电流。电流控制精度取决于 开关管的栅驱动电路精度、开关管的切换频率。开关管的切换频率越高,电流纹 波越小;栅极控制电路灵敏度越高,反馈信号微小的变化足以引起控制信号的调
2l

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

整,从而实现电流高精度控制。 4.1.4高功率因素(PF)和谐波失真(THD) 功率因素为有功功率和视在功率的比值。负载由电阻、电容和电感元件组成, 而且均为线性(不随电流和电压变化)的条件下,有功功率是一个周期内电流和 电压瞬时值乘积的平均值,而视在功率是电流的rills值与电压的rillS值的乘积。如
果电流和电压是正弦波而且同相,则功率因数是1.O。如果两者是J下弦波但是不

同相,则功率因数是相位角的余弦。对输入电流进行整形的过程通常被称作功率 因数校正。因为输入电路的原因,开关模式变换器对于电网电源往往表现为非线 性阻抗。实现功率因素校正的方法通常有两种,即无源校正和有源校正。无源校 正一般适合输出功率较小的电路,线路简单,成本便宜,但功率因素值稍低,谐 波失真较大,有源校正反之【3】。无源校正线路简单,主要靠IC内部电路控制的, 只适合用于单输入电压。高功率因数和低谐波是一致的,但是它们之间没有直接 的关系,总谐波失真和功率因数的关系体现在下列等式

THD(%)=100"、/寺‘1
其中Kd是失真系数。 4.1.5功率开关频率的选择

广丁一

“-)

对于DC-DC开关变换结构而言,开关管在能量变换中起着非常重要的作用。 开关管一般是中高压管,低压变换采用MOS管作为开关管,由于低压下MOS管 的导通电阻小,同时也能实现高的切换频率。对于市电交流输入的应用场合必须 是高压管,对于高压变换,功率开关管的频率和损耗折衷关系变得重要。 开关频率对整体电路元件的参数都有很大是影响,决定板级分立原件的体 积、驱动IC的频率响应特性和内部振荡器的振荡频率。变换器损耗也是开关频率 选择的重要约束因素,开关频率越高损耗越大。由于开关管要求工作频率在几百
KHz至IJ几MHz,DMOS或者IGBT是功率开关的最好选择[4]。 开关管的栅驱动电路电压相对其源漏电压小很多,但系统集成能大大减小电

路面积,且大部分反馈回路也能同时单片集成,进而实现智能控制。系统的单片 集成还能提高系统的可靠性,提高转换效率。驱动电路的单片集成需要BCD工艺 作为支撑。

第四章驱动电路性能分析

4.1.6转换效率77 转换效率定义为输出功率和输入功率的比值。转换效率高不仅能提高能源的 利用率,还能降低对散热系统的要求,从而提高可靠性。驱动变换器中引起功率 损耗的主要因素有开关功率管、栅极驱动电路、反馈采样电阻等,所以转换效率 的设计实质就是开关管的设计和栅极驱动模块电路的拓扑设计。

4.2智能控制模块
LED驱动电路的智能控制任务由开关晶体管的栅极驱动集成电路完成。接收 从反馈电路采样的电流、电压、温度信号,经过分析处理后对开关管进行实时控 制。有的栅极驱动电路和高压开关晶体管采用BCDT艺集成在一起的,有的驱动 电路采用分立功率管完成电能转换。栅极驱动电路不仅要完成对开关功率管的栅 极进行驱动,还可以设计逻辑模块实现智能控制。 4.2.1过流、短路保护 白光LED器件都有其最佳的工作点,如果偏离了工作点会引起异常或者失效。 过小的驱动电流虽然不会影响使用寿命,但对发光亮度和色温等都有很大的影 响,甚至不发光。驱动电流过大会导致开关管内较高的损耗,最终因发热而失效,
所以为了避免超过最大的允许结温必须采取一定的限流措施。短路是过流的极端 情况,一旦负载短路通过开关管的功耗急剧增大,管子能承受的短路时间很短。

过流的监测可以通过电阻、电流互感器等,也可以通过监测漏源电压U吲刚或者
间接监测负载电流。

4.2.2过压和开路保护 在恒流模式中操作电源需要采用过压保护功能。过压主要有直流过压、浪涌 过压两种情形,输入电压的基础上叠加开关过程中由于电流变化在电感两端产生 的高压便会产生浪涌过压,如图4.1所示:

图4.1浪涌电压

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

如果应用过程中误接了系统母线电压,若在没有过压保护的情况下,可能造成开 关管的损坏。即使在母线电压在安全范围内,由于恒流驱动变换器的输出电压会 随着负载的增大而增大,综合开关过程中电感的作用,可能会产生过大的浪涌电 压导致开关管损坏。 如果工作过程中负载突然断开,效应一是在开关管的漏极产生很大的浪涌电 压,因为电感储存的能量没有泄放回路,漏极电压可到超出开关管的安全工作区, 对于升压型DC-DC电路则表现得更明显。效应二是在负载断开后监测电阻检测的 反馈电压始终为0,反馈的最终表现是功率开关完全开启,不仅造成存储能量的 浪费而且在后续负载导通瞬间电流的失控而可能损坏LED。 恒流LED驱动器可采用多种过压保护方法,可使用齐纳二极管的击穿特性来 保护开关管。这种方法可以将输出电压限制到齐纳击穿电压和电源的参考电压。 在过压条件下,输出电压会提高到齐纳击穿点并开始传导。输出电流会通过齐纳 二极管,然后通过电流检测电阻器接地。齐纳二极管限制最大输出电压情况下电 源可连续产生恒定的输出电流,不仅造成大的无效损耗,还无法实现迟滞恢复。 对于分立功率开关管系统,还可以采用缓冲电路进行过压保护,比如电容缓 冲、RC缓冲等,这些措施能有效防止高压,但不可避免能量浪费。在单片集成变 换器系统中,必须采用迟滞比较器控制内部驱动逻辑的方法来实现保护。监控输 出电压并在达到过压分界点时关闭电源,当输出电压恢复到正常值以后自动重
启。

4.2.3欠压锁定保护 欠压锁定是为了防止电路出现误操作,当输入电压低于某一设定值时芯片进 入欠压锁定状态,欠压锁定状态下禁止功率管开关动作。欠压是针对直流电源为 供电电源的情况,蓄电池等直流电源会随着工作时间,其电压会有所下降。当供 电输入电压下降到某一特定值时,如果不及时进行欠压保护则可能导致内部逻辑 操作错误,欠压保护功能是为了提高系统芯片运行时的安全性和可靠性而设计。 4.2.4过热保护 硅材料有一定的本征激发温度,一旦器件超过这一温度,所有的器件都将失 效,所以温度保护是必须的,这是产品本身的需要。温度监测的方法有几种,如
热敏电阻、集成温度检测电路等。热敏电阻有无法安装到驱动工C芯片内部功率

24

第四章驱动电路性能分析

管附近,只能监测系统板级温度,占用板级空间等缺点。集成温度监测电路是利 用晶体管作为温度监测元件,不仅能集成在芯片内部而且具有精度高等特点。
保护温度参考点的设置的主要依据是硅的本征激发温度,该温度一般在150℃以上【5】。 驱动芯片温度最高的区域是功率开关管的管芯,考虑到温度梯度带来的差异和可靠性的原 则,为了能实现系统降温后的重启和避免热振荡,热关断模块也需要具有迟滞功能,可以选 择关断临界温度点在100℃~140℃区间。

4.3驱动电路的其他考虑
4.3.1安全和安规因素

LED驱动涉及到的安规因素主要是EMI方面。LED驱动电路必须符合关于传导
EMI EN55022B/CISPR22B标准[6】。开关电源由于具有高频率、宽频带和大功率

密度,是一个强大的电磁干扰(EMI)源。转换器作为工作于开关状态的能量转 换装置,产生的干扰强度较大:干扰源主要集中在功率开关器件以及与之相连的 铝基板和高频变压器。解决EMI问题的方法主要有: 1、屏蔽和接地,屏蔽能有效地抑制通过空间传播的电磁干扰。 2、软开关技术能实现零电压开关与零电流开关运行可以大大减小功率器件的
di/dt和dv/dt。

3、优化缓冲电路,开关管的驱动电路中添加缓冲电路也可以有效减少电路中的 di/dt和dv/dt,延缓功率开关器件的导通、关断过程,从而降低DC-DC转换器的
EMI水平。

4、滤波技术,EM工滤波器实质上是一种双向低通滤波器,既要抑NDC-DC转换器 产生的从转换器传入电源(或电网)的EMI信号,防止它污染电磁环境、危害其 他设备。又要抑制或消除电源(或电网)存在的从电源(或电网)传入转换器的 EMI信号,保护DC—DC转换器正常工作。 4.3.2体积、成本 驱动电路所应用的灯具往往要和现有灯具兼容,这就给驱动电路的体积有非 常大的限制。电路的体积主要取决于主干电路的电感和电容大小,在满足特定应 用的情况下,开关频率越高,外围电感电容越小,同时开关频率还受功率开关管 的固有最高开关频率约束,而且太高的开关频率会引起过大的损耗,同时会带来 电磁干扰问题,这是一个折中的过程。

25

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

第五章LED驱动电路的系统结构设计
本文拟设计一款应用于室内普通照明的LED驱动电路。主干电路采用在线式 结构,牺牲一定的安全性来满足体积的限制。设计采用PWM控制模式下DC-DC开关 式降压变换器来实现LED恒流控制。根据LED的数量,负载可采用串联或者串并结
合的方式。

5.1目标负载和系统架构划分
通用照明的初级电源是工频220VAC,频率为50Hz,美洲通用照明交流电源为 1IOVAC,频率为60Hz。室内照明一般用功率为1w的高亮度白光LED,其工作点电 压和电流大约为3.4V,350mA电流。室内通用照明需要20001m以上,若高亮度白 光LED发光效率1001m/W计,则驱动电路需要提供20W左右驱动功率(即20粒LED)。 对于室内不同应用需要的LED数量不同,低于20粒的应用可以完全采用串联方式, 更大负载的情况可以采用串联或者混联。因为输出电压和输入电流可调节,负载 可以灵活组建[30]。以下是输入设计要求列表5.1: 表5.1设计需求
性能项目 参数范围 48~265V/AC
45 85

单位



输入电压范围 最大输出功率
变换效率



驱动LED数量 最大输出电流

5"---'40(1W)
1.5




驱动电路大概有整流滤波部分、主干能量变换电路、功率开关驱动电路、辅 助功能实现电路、反馈采样电路。本设计的反馈采样电路和主干变换功率开关管 已经嵌入驱动模块中。初级输入交流电能经过桥式整流电路和丌型滤波电流进行 前端处理。主干能量变换电路采用电感储能降压式DC-DC开关变换结构,开关栅 极驱动电路采用PWM控制模式,通过对反馈信号的收集处理,实现对开关管的智 能控制。反馈电路主要包括电流电压反馈(包括开路、短路情况)、恒流控制反 馈、温度反馈等。辅助电路有PFC控制电路、EMI滤波电路等。
26

第五章LED驱动电路的系统结构设计

5.2系统的主要部分及系统仿真验证
板级系统的架构图如下所示(忽略了PFC控制电路、EMI滤波电路):



图5.1应用系统架构图

输入交流电源经过桥式整流网络,整流成半波脉动直流,L1、C1、C2组成Ⅱ型滤
波器。

1、功率开关频率的选择 功率开关的频率选择决定系统功耗和外围元件的相关参数,开关频率决定电 感的大小,大的开关频率可以有小的电感,但会增加系统的功耗。由电感式开关 电路原理可推得系统开关频率为[7]:

疋。:(鱼二竺丝丝!兰!兰匕丝 岫 ‰×Ⅳ×L

(5.1) …一

式中n表示串联的LED灯个数。可见开关频率与纹波电流△I成反比关系,为 了减小开关电源电磁干扰,开关频率不宣太高,所以△I也不能取值太小,我们 选择了150KHz的频率。
2、输入滤波器的估算[8]

当设计输入滤波电容时,应确保当交流电压过零时,在交流整流后的电压值
始终大于两倍的LED串电压,假设电容两端有10%的纹波电压,那么其电容的简 单计算方法如下:

C,Ⅳ=半划3∥
3、储能电感的估算
AILED Q.、sI

自光照明LED驱动电路系统设计与研究

(5.2)

设输入有效值,关J220V,I,.D为350mA,振荡频率为150kHz,20个LED的正向压

姚D为7 ov,账V,.=220X 1.41=310V琊么开关占龇。=等=朵_o.226

‰=罢-1.5筇,则k (‰一圪鲤!互w一(矽知_匕塑)三盘
LED

=6.86mH

式中U唧是串联LED的正向压降之和;‰是开关管的一周期内的导通时间;A
是流经LED的纹波电流。 4、输出电容的选择

I比。

对常规的降压型结构,在电感后面加一个输出电容,它是与LED或LED串并

联的,用以减少纹波电流。带输出电容工作能减少电感值,此外电路可工作在较 低的频率来提高效率,扩展输出电压范围。输出电容可根据下式来估算:

气=等×8×f
5、系统仿真结果 5.2所示:
V(V)

(5.3)

基于PSIM对图5.1电路进行了仿真[9],交流输入经过整流滤波后的波形如图

I严H1H^~

广”‘~‰“

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图5.2整流滤波后波形

第五章LED驱动电路的系统结构设计

LED负载电流电压波形如图5.3所示,由输出结果可知,直流电压从300V左右降压 NTOV,负载电流稳定在350mA左右,电流纹波在10mA以内。在系统刚开始启动时, 电流电压波形变化幅度较大,这就是需要在驱动模块设计种需要添加前沿消隐模
块的原因。
Iload(A)

●●●

l。.

yy眦。

.^~Ⅵ———~

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Time(s)

(a)电流波形
V10ad(V)

●●--

I A.

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./、^~、一、^^^ .,、^^^一./、^^





(b)电压波形 图5.3 LED电流电压波形

图5.4是不同占空比下得出的电流对比波形,从图中可以看出,在外围元件

29

自光照明LED驱动电路幕统设计与研究

相同的情况下,负载电流是占空比的函数。占空比越大输出电流越大,这正是P嘣 的控制原理。要实现高精度的恒流控制,需要存高速度的反馈系统和稳定的参考 源。在负载波动或者输入电源变化等外界原因的影响下,控制模块可以通过实时 进行调整来稳定电流。控制模块中主要的延时来于反馈电压比较器和误差放大器
[10]。

。*“!L——————————
—i—i—:..—i
图5.4不同占空比下的负载电流对比
。“

5.3集成芯片模块
P删驱动芯片是我们设计的最终目标。首先明确驱动芯片的功能,根据功能 要求给出系统的模块划分和定义并论证系统的可行性,驱动Ic的功能模块如下


5图所示In]。

1、误差放大器,用于反馈信号的放大,提高反馈控制精度。

2、比较器,迟滞比较器,将侦测的反馈量和预设置量进行对比产生反应输出变换
的逻辑变量。

3、控制触发器,综合所有的反馈结果 4、基准源,它为芯片内部单元电路提供基准电压和基准电流。 5、振荡电路,提供频率为150kHz的触发脉冲,脉冲占空比小。

6、开关管栅极驱动电路,因为功率开关管的栅极电容较大,要实现快速的开关
操作,必须要由专门的栅极驱动电路提供充放电电流-

第五章LED驱动电路的系统结构设计

I………………………………………………………-
图5.5集成驱动芯片

7、稳压器,电路刚开始上电时,这一启动电流源被激活给外部电容C1充电。当 供电端施加的电压vcc达NlOV时,启动电流源关断。电路处于工作状态后,只 要k低于7.5V,启动电流源立即被激活给外部电容C1充电,当V∞达到10V时,
启动电流源关断。

8、消隐电路,防止系统稳定之前出现的误触发。 9、温度保护电路,具有迟滞功能,两个阈值温度分别为100℃和140℃。 10、高耐压LIGBT管,执行开关操作。LIGBT能实现150K的开关频率,且开关损 耗相对比较小。另外,LIGBT的所有电极在同一平面上,属于平面工艺,能很方 便地和逻辑电路集成,若提供适当的工艺库,便能完成系统的片内集成。

5.4功能分析
l、恒流控制,从检流电阻采样电流转换成的压降,经误差放大后作为内部 PWML[',较器的参考源接在比较器的反向端,同相端输入锯齿波信号。负载电流 微小的变化将会引起反馈元件压降的变化,最终导致PWML[',较器参考输入的变 化,从而达到调整脉冲宽度的目的,调制的实质是一个信号比较的过程。比较示

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

意图如5.6图所示:
Vl Vo V2

!…A……A…一A…一A…
7一\//沙…\7


弋二:







Vi

图5.6 PWM比较器反馈参考电压变化引起的开关管占空比变化

2、电流控制精度,采用电阻作为电流检测器,恒流精度主要取决于采样精度和 误差放大器的精度。 3、过压保护,如果负载电阻增大,电源的输出电压也必须随之增加,所以对于 利用固定电流驱动的白光LED,就必须设计出过压的保护措施,在出现过大负载 时,也都能维持固定的电流提供LED驱动。这是维持负载端电压在一定范围内, 避免对负载的损坏。采用监测负载正端相对于地的电压和参考电压进行对比,此 处必须采用迟滞比较器。超过了过压上限则关断,等电压下降到下限值时重新开
启。上下限电压值的确定必须根据应用负载设定。

4、欠压保护,当输入电压过低时可能会引起误操作,对于高可靠性驱动电路必 须要采用欠压保护。当母线端电压小于特定阈值开关关断,大于某一值时开关启 动。从输入电压端进行采样,采用迟滞比较器实现。 5、过流保护,开关管源端接检流电阻,而通过采样限流电阻的压降来判断电流 的大小。然后将采样的压降值和参考值比较实现过流控制,过流控制的目的是为 了实现对开关功率管的保护。

第五章LED驱动电路的系统结构设计

6、开路保护:当负载断开时候,采样电阻没有电流通过,开关占空比会急剧增 大,开关管完全开通。当负载重新接上时,由于电容的两端会产生瞬间高压,如 果不采用保护很可能损坏其他器件。过压保护单元起到负载开路保护功能,不需
要额外的器件。

7、短路保护,当输出负载短路时,过流保护取样电阻依然起作用,我们不需要 添加任何原件便可将电流钳制在设定的值。 8、过热保护,当温度高于140。C时,切断开关管;当温度恢复至U100。C时,系统 自动恢复工作。采用内部集成的温度感应和磁滞触发电路。

33

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

第六章单元电路设计
本章主要设计开关管LIGBT及其栅极驱动和智能控制芯片。功能上要实现PwM

控制,芯片主要有栅极驱动模块、振荡器模块,基准电源模块,PwM比较器模块, 逻辑触发模块等。恒流控制、PwM调光、短路保护、过压保护、欠压保护、过热 保护、过流保护等智能控制功能需要外围电路提供反馈信号。栅极驱动芯片主要 是对反馈信号进行调制和逻辑处理。

6.1开关管的选择与设计
在市电应用条件下,功率开关只能选择功率DMOS和IGBT器件[31],根据不同 的开关频率和转换功率,两者各有优缺点。 横向结构有便于系统单片集成的优

点,但相对纵向结构有面积利用率不高之不足。我们可以选择分立功率开关,也
可以选择将栅极控制电路和功率管采用BCDI艺集成在一起。集成模块有较高的

可靠性和较小的体积,但同时也具有工艺复杂、高低压电磁兼容问题[12]。IGBT 是双极型器件,能承载大的负载电流,具有较小的导通电阻,但在开关过程中存 在拖尾电流问题,在硬开关条件下会带来很大的开关损耗[13]。功率DMOS是单极 型器件,在同等击穿电压条件下导通电阻匕LIGBT大[14]。虽然LDMOS具有开关速 度快的优点,这个特性同时也带来了EMI问题,因为快的开关速度会带来大的电 流或电压变化率,这正式电磁干扰源头之一[15]。考虑到IGBT能很好地实现 150KHz的开关频率且开关管需要承受大电流的可能性,本设计选用600V击穿电压 LIGBT作为开关管。以下是开关管设计的相关理论和设计过程。 6.1.1器件电学参数设计 开关管直接和市电整流滤波后的直流相连,所以管子开关管耐压值一定要大
于310V。考虑到供电电源的波动和击穿电压余度,将击穿电压设计在600V,即

BV=600V。在确定的击穿电压下,IGBT的优化设计重点就集中在如何降低导通电 阻&。上,导通电阻越小,损耗越小,转换效率越高。导通电阻&。不仅和BV存在着 正向的依赖关系,还和开关管面积反向相关。将功率管的面积设计在lmm2,则在 0.7A导通电流的情况下,按照90%的转换效率计算,导通电阻必须小于8
Q。

本开关管的设计采用了渐变型缓冲层技术,能有效缓解由于曲率效应的影响 而在相同击穿电压情况下大大缩短了漂移区的宽度。漂移区宽度的缩小就意味着

菇六{单元电路设计

较低的导通电阻,另外受电导调制效应的影响,导通电阻大大减小。 短的漂移区有利于开关的变换,150KHz的丌关频率根容易实现[16]。闽值电 压的大小对开关的状态切换有很大影响,开关导通的i=上程实际上就是栅极电容充 电的过程,栅极电压变化的快慢主要取决于电容大小和充电电流人小,人的充电 电流和小的栅极电容是快速导通的条件,所以栅极驱动电路需要很强的驱动符在 能力。闽值电压的大小主要取决于P base区杂质浓度和栅氧化层厚度。
6 1

2置件结构、几何参数厦杂质分布参数设计

Xfllm、

图6



LIGBT的结构

LIGBT的基本结构如图6 l所示,结构中的几个重要参数:漂移I;;£长度,沟道

鲢度,P—base结深,栅氧化厚度等。根据式V=』丘(砷出可知,如果漂移区内的

场强是达到卅穿场强的极限值E¨m的匀强电场,则k。=鼍=ii:嚣等万鬲
由此可知L1。叭=24 pⅢ,这就是该参数是硅材料的理论极限值。本设计结构F的漂 移区长度为30


m。沟道长度是击穿电压和P—base区浓度的函数,对于600V器件,
5’2


我们可以选择1 时0



m的沟道长度。0



uⅢ的栅氧层能承受20V的击穿电压,同

m栅氧对应的闽值电压只有3~4v。栅氧电容是驱动电路的负载,抉定着

开关管能否高频率响应驱动信号口栅极电容c矗2芒5一∥电容允放电的时间常

白光月明LED驱动电路系统设”与目究

数为f=瓦:瓦1=,其中趾…是驱动电路的输出阻抗。
6.1.3嚣件仿真验证 器件的设计过程是杂质浓度基础上的尺寸优化过程,根据殴计的浓度和结构 尺寸,采用Athena_:L.具进行了工艺仿真,结果如图6 2所示。横向杂质浓度分布 对于器件的特性起着非常关键的作用。

图6 2伞局朵质分巾幽

Eq6.3表面嚣尚襄质浓度分布
图6.3是在器件表面处的截面浓度,在集电极外围有一N型掺杂的缓冲层,这 一层能提高击穿电压,即在保证击穿电压的情况下能缩短漂移区长度。本设计在
36

第六章单i电路设计

现有缓冲层的基础上对杂质分布进行了渐变化处理,这能大大降低曲率效应,进 而蠼终得到全面优化。本设计采用了Silvaco公司的TCAD开发【.具对器件进行仿 真,仿真结果如下[17]:
L、击穿特性,从图6 4可以看}Ij,LIGBT在达到600v的集射电压时,通过器件的 电流急剧增加,即发牛了击穿现象。

m d m d m 口 m d “ O h 0

(Ⅲ3i—lu2; 3

h d “






0 O 1co 200 300 400

500

eV(v)

『. .一
6∞

7。0

|兰16.4。b穿特性

刿6 5输出特性I}}i线

自m月目LED%动电路系统改”々研究

i {!
洲洲㈣眦m哪啪∞

|璺|6 6闽值电膻Vth 2、输出特性,栅£L(Vg=8V的输}};特惟曲线如图6 5所示。任心用中,根据些尔霍 夫电压州路定律和基尔霍夫电流定律自动寻找到甲衡l:作点。对十特定的戍用, 根据面积和丌天导通电流艿同确定丌关器件的导通电阻。

3、闽值电压,闽值电压的商低受栅氧化层的厚度和P base区浓度决定,薄的氧 化层和低的P—base区浓度都能产生低闻值电压,同时这阿个量又关系到母线击穿 电压和栅极击穿电J玉,存保证这两者的前提F闽值电压小则能提高导通速度。图
6 6是阐值电压的仿真结果,仿真得到的结果约为3V。

xf uIn)

图6.7表面电场强度分布 4、表面电场分布,这个分布搬大程度上反映r器件各个指标设计的折中优化程

第^¥单i电路硅计

度。整个漂移区任何位置的电场都接近硅击穿的理论极限,则说明已经达到最优 化了,若要更进一步提高整体性能,则必须提出新的理论或者结构,比如CoolMOS 等。本设计的器件漂移区电场都已经在2
具体如图6.7所示。
OX

105以上,整体性能已经非常理想,

6.2栩极驱动
功率LIGBT是电压控制器件,当栅极所加电压小于闽值电压时,栅极无法形
成反型层,器件没有电流通过.处于关断状态。当栅压达到器件开启阐值后,器

件导通:当电压达到某一确定值时,开关就相当于一个确为小阻值的导线,该阻 值就是开关的导通电阻,导通电阻越小,开关损耗越低,能承载的电流越大。栅
极电压可由不同的驱动电路产生,驱动电路的选择必须基于以下的因素进行:器

件关断偏置的要求,栅极电荷的要求[t8]。
6 2

1橱极驱动特性 驱动电路就是要以最快的速度使得开关管导通或者截止。LIGBT管的栅极动

态输入特性如图6 8所示,栅极电荷的充放速度就决定r开关的快慢。充放电参 数t-RC和充放电流共同影响电荷变化速度。对于特定的栅极面积,提高充放电 流是保证开荚速度的有效途径。

图6




09瞬态特性曲线



2.2栅极驱动电路结构 栅极驱动电路在结构t既要能实现快速充电,放电过程要提供合适的放电通

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路,驱动性能的另一特性就是要大的驱动电流。电路拓扑结果如图6.9所示,图

中NMOS2为启动电路的开关控制管,R1为高阻值电阻,其作用是在LIGBT关断时限
制流过R1支路的电流大小。电路的工作原理是:驱动电路开始上电时,NMOS2管 的栅极没有电平产生,NMOS2截止,NPNI、NPN2不导通,LIGBT的栅压为高电位,

故LIGBT导通产生电流Ic通过电[jNR2给Cl充电。此时PMOS2的栅源电压‰=Ic咫,

图6.9开关管栅极驱动电路

当‰比PMOS2的阈值电压大时,PMOS2管导通,NPNl,NPN2组成的电流镜正常工
作。一旦NPNl管上有电流流过,LIGBT管的栅电位将会降低,充电电流I。也随之
减小。Ic的减小将会使KG减小,PMOS2截止,电流镜NPNI,NPN23J..被关断,Ic增

大。由于PM。s2的作用,Ic的值近似可视为稳定,其大小为:,c=掣,左式中
对于相同的温度条件,lV肿f可认为不变。已知芯片要求的启动电压Vcc2lOV,那
么C1充电所需的时间:

T=一vccc,:骅 I‰I

NMOS2管截止,如果V。电位正常,LIGBT栅极充电工作。

(6.1)

由此可知,控制芯片的启动时间可以根据需要设置。当Vcc达到IOV时,若控制芯片内部输
出低电位SW信号,NMOS2导通,此时高压充电电流流过NMOS2和R1组成的支路,LIGB 的栅压为低电位,则会LIGBT关断,高压启动电路被关闭。当内部输出高电平SW信号,

第六章单元电路设计

6.3带隙基准源电路
带隙基准电路无论是在LDO还是DC-DC变换中,都是极为重要的电路。它不 仅可为芯片中其它单元电路模块提供一个与电源和工艺无关、受温度变化影响极 小的基准电压,还可提供PTAT偏置电流。它为芯片内部单元电路提供基准电压
和基准电流。带隙基准的工作原理是根据硅材料的带隙电压与电压和温度无关的

特性,利用AV。。的正温度系数与双极型晶体管V。。的负温度系数相互抵消,实现低 温漂、高精度的基准电压。双极型晶体管提供发射极偏压V睡;由两个晶体管之间 的△V雎=lnN*V,(N是两个晶体管集电极电流的倍数关系),通过电阻网络将AV雎 放大a倍;最后将两个电压相加,即V髓,=V。。+Q(V,*lnN),适当选择放大倍数Q, 使两个电压的温度漂移相互抵消,从而可以得到在某一温度下为零温度系数的电
压基准[19]。

6.3.1带隙基准源的架构和性能
带隙基准电路基本结构框如6.10图所示,R1、R2、Q1和Q2构成带隙核心电

路,放大器AMP构成深度负反馈放大器,保证A和B点电位相等。

图6.10带隙基准电压产生原理图 在设计带隙基准电路时,主要考虑以下几个关键技术指标[20]
1、温度系数(Temperature Coefficient,TC),单位是10。6 V/。C(即l ppm/。C)。

温度系数反映了基准源在整个工作温度范围内,输出电压最大值与最小值相对正 常输出时的变化,其计算公式如式所示:

彤:L一一k监垫1106 l圪omin讲?(乙一瓦m)J
41

(6.2)

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2、电源抑制比(Power Supply Rejection Ratio,PSRR),其定义如下

PSR足:—Rippl—epower:———』一 爿矿(∥,wr删帆“)
Ripple。“枷f

(6.3)

其中Ripple岬,和Ripple咖。。分别为电源电压和输出电压的小信号变化量
A c跏。,,咖㈦为输出电压对电源电压的增益。为了保证较高的电源抑制比,通常在

基准源内部会采用高增益、负反馈连接的放大器电路。但是随着频率的提高,寄 生参数会导致放大器增益的减小,从而导致电源抑制比的下降。
3、电压调整率(Voltage
Regulation

Error)

指在规定的输入电源电压变化范围内引起的基准输出电压的变化。它定义为

—AR忑E_Fz,单位可用p V/v,pmm/V来表示,该值越小越好。其中A V。为输入电压
△V《

的变化量,A REF,表示由△V。引起的基准电压的变化量。对带隙基准电路而言,

应保证输出电压尽量和输入电源无关。
4、启动时间(Start
Up

Time)

指电源加上后,基准电压输出达到正常值所需的时间。为了保证基准源电路 顺利启动,通常要增加启动电路,启动电路设计的原则是,既要能保证电路摆脱 初始锁定状态,又要保证在电路正常工作时尽量地不影响电路的工作,同时还要
考虑其功耗和电路复杂性因素。 5、噪声(Noise)

通常包括宽带热噪声和窄带1/f噪声。宽带热噪声可以用简单的RC滤波器 有效地滤除。1/f噪声是基准源的内在固有噪声,不能被滤除,一般在0.1至UIOHz 范围内定义。对高精度系统,低频的l/,噪声是一个重要的指标。 6.3.2基准电路具体设计实现 带隙电压基准电路包括偏置电路、带隙核心电路、软启动电路和运算放大器。其
主体电路由Ml、M2、R1、Ql、Q2组成。由于Q2的发射极面积为Q1的n倍,当流过

它们的电流相等时产生△vB。,该电压加在电阻R1的两端,得到平衡电流I。。 M3,M4,M5,M6,M7组成的是差分放大器,M8,M9为电流沉管M7提供偏置工作点。主 体电路和M。。、M“、M。。组成镜像电流镜,它们与微电流源产生的电流I。。成比例关系,
如图6.11所示。根据拓扑结构我们可以得到如下关系: (根据L,需要,选取合

42

第六章单元电路设计

适的N和n值)

△‰圳n㈥训n㈦=讪刀 1bias厶=学=半
Vr

(6.4)

(6.5)
(6.6) (6.7)

I呵t=N1?Ib协=N1
I呵l=N2?l

IRnn-

b∞=N2VrIRnn?
Vr IRnn?

I呵3=N3?Ih慨s~N3

(6.8)

图6.11 PTAT单元

不同的I耐通过电阻和晶体管网络便能产生所需要的基准电压。在整个系统中大

多数反馈比较器的参考信号电压都是由%通过反馈网络来实现。电路原理如

6.12图所示,由图中得到‰=‰o%?尺=‰+艮础础Ⅳ兰芸产

图6.12 PTAT电流转换成基准电压

43

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6.3.3基准电路的启动

在与电源无关的偏置电路中,有一个很重要的问题是“简并”偏置点的存在。 当电源上电时,基准源结构会存在两个平衡点,一个是反馈的平衡点,一个是零 状态点。虽然由于噪声的存在,电路最终会达到负反馈的平衡点,但为了加快启 动速度,可以采用启动电路。启动电路要实现在系统上电时刻能触发基准电路工 作,一旦基准达到稳定后,启动电路自动失效。电路如图6.12所示,当Start—up 为低电平时,M13、M14导通,M15截止;随着Vcc的增大给R1,Q1创造了一条电流 通路。当Start—up为高电平时,M13,M14,R1,Q1形成的电流通路截止,启动电路
与主电路断开。

图6.12启动电路

6.3.4仿真结果
所有的电路仿真都是基于0.35um,18V高压工艺进行。利用Hspice仿真器进

行DC扫描仿真结果,温度从一40。C~+140。C变化,基准电压变化4.0mV。基准
电压基本不随温度变化,仿真图图6.13是如下所示。

基准电压的电源抑制比是一个很重要的参数,本电路扫描结果发现,电压从 2.OV变化N3.3V,基准电压从1.271V变化为1.273V,基准电压基本不随电源电压 的变化而变化,结果如图6.14所示。

第六章单元电路设计

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图6.13基准电压输出的温度扫描











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1.5 2 2.5 3

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图6.14输出随电源电压的变化扫描

6.4振荡器电路
振荡器的作用是在芯片每一个工作周期开始的时候产生一个高频窄脉冲用 来提供开启功率IGBT管的信号,它的频率由系统要求来定。为了使PWM控制器 的调节范围大,该脉冲的占空比D要尽量小[21】。振荡电路在系统中需要提供矩 形波和锯齿波。为减小电磁干扰,提高电源效率,振荡频率(即开关频率)设计
为150KHz。

6.4.1振荡器形式选择与分析 P1】lrM控制模式需要一个固定频率的时钟,高频时钟可以提高系统的响应速度。

45

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在芯片内部,比较常见的振荡器实现方式主要是环形振荡器,不过传统CMOS环形 振荡器振荡频率随电源电压变化而严重不稳的缺点[22]。而多谐振荡器具有体积 小、输出波形稳定、功耗低等特点。本设计是基于迟滞比较器、电容器和电流源 设计的多谐振荡器[23]。由迟滞比较器、电流源和电容器组成的多谐振荡器OSC 电路的等效构架图如图6.15所示。假设迟滞比较器的高、低门限电压分别为V。和 V。,初始状态t。时亥f]RAMP OUT为V。,迟滞比较器的转换时间为0。振荡器的工作过
程如图6.16所示,下面进行具体分析:

图6.15多谐振荡器架构图

t0

6.17振荡器工作分析图示

1.电容充电,电压上升过程(tO—t1) 初始Ramp_out为V。电平,输出Pusle_out为低电平,N2截止。这时通过由P2

第六章单元电路设计

和R3组成的镜像恒流源对电容器Cl充电,Ramp_out随时间线性上升,这时由 Ramp_outd、于Vref,所以Pusle—out一直为低电平。 2.迟滞比较器翻转(tl时刻) 当Ramp_out达到迟滞比较器的门限V。后,比较器的输出Pusle—out跳变到高电平,
放电管N2导通。 3.电容放电过程(t1一t2)

在这个阶段,迟滞比较器的比较门限变成V。,同时Pusle_out为高电平,放电管 N2导通,电容C1通过N2放电,Ramp_out的电压下降。放电过程是很快的,放电时
间主要依赖于Cl的大小。

4.迟滞比较器翻转(t2时刻) 当Ramp—out降到迟滞比较器的门限V。后,比较器的输出Pusle—out跳变到低电 平,放电管N2截止。之后又进入电容充电过程,重复1。
下面推导振荡器的频率的公式: (1)充电过程:恒流源对电容Cl进行充电(设充电电流为I。),使电容的Ramp—out

端从V矗oV“,所需充电时间‘=fl一气=半,I。为P1,N1,R1,R2支路确
定的支路电流。

(2)放电过程:Pulse—out为高电平,MOS管N2导通,电容C1通过N2管放电。电容

的Ramp_out电压从V。降到V。。假设‰2一%2>‰2,则放电电流为

II=K'---警[(Vos2吨‰一矧一厶

(6.9)

振荡频率厂2F#。由于迟滞转换器的转换延时,实际的Pusle-out波形会在上
图的基础上向右平移一段。

。2£一下CIdV=髟砑历-一CldV
三I、”‘
47

(6.10)
2“l


”“7“‘

5.D_max矩形波的产生

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VH

VL

图6.18 D_max产生波形示意图

产生原理与Pulse—out相同,只是让充电电流略小于放电电流,且为了达到 和Pulse—out相等的频率,贝lJC2相对C1要小。由于C2较小,镜像电流支路P4能迅 速充电抬高电容电压。放电时间取决于充放电的电流差和电容C2的大小,只要满 足净放电电流相对于C2的电容量小得多就能实现大占空比的矩形波,波形如图
6.18所示。

6.4.2

OSO_COMP电路

迟滞比较器的实现方式也有很多,这里主要希望得到一个比较大的迟滞电
压,因为C1,C2集成在芯片内部,不能很大,为了保证150K左右的时钟频率,只

能将比较器两次比较的闽值之差(V。一V。)设计得大一些。

图6.19 OSC_COMP电路结构

迟滞比较器电路如图6.19所示,迟滞比较器主要由电平转换部分和比较器两 部分组成,其中电平转换电路为实现迟滞功能的关键。电平转换电路包括对INP 端转换的NPN3、PNP3管以及产生高低阈值的PNPl、PNP2、NPN2、NM4、R2、R3。

薰六章单元电路设计

当输出OUT端为低电平时,删4截止。当比较器的反相输入端(INN)为Ⅵ时有:

%=‰一K目删2,一‰肿I)=%一‰删2I+卜矗肿1)l

(6.u)

当输出OUT端为高电平时,删4导通,后级比较器的COMP2的INN端的电平为vL,

K=焘‰一%iPSp21+‰一*i%‰+‰一I(6.12)
同时,为了匹配上面的电平,0SC_cO肝的同相输入端INP也经过了电平移动,

‰=‰一%8‘Ⅲ”一%E(m”=‰P一‰f~”+l‰(w”l
6.4.3仿真验证结果

(6.13)

迟滞比较器的迟滞特性如图6.20所示,要获得占空比较大的振荡脉冲波形. 迟滞比较器的下限vL不能太小;相反,如果要获得叫较小的占空比,vH和U之间
的差距尽量拉大。

~ 图6.20 0SC

一』毒㈨…。‘

C0肝的迟滞特性

振荡电路仿真波形如图6.21所示,蓝色为锯齿波波形,红色为时钟脉冲波形。 振荡频率的太小主要由电容c2,充电支路R4、P4,放电支路N3、R5共同决定。充 电支路电流大小和充电时间常数影响着锯齿波的上升沿;下降沿参数是放电时间 常数和充放电电流之差的函数。在本设计中,一旦参数设定,振荡频率就已经确

定。唯一可以改变的是通过调节外界电阻来调节v们
比较器的迟滞电压大小(vH一Ⅵ)支配。

占空比的大小主要受迟滞

口光麒明LED驱动电镕东M世*≮日兜









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图6 21振荡电路输出波形

6.5斜坡补偿电路 电流控制P州模式r,当丌天信号占空LLD>50%时,系统不能稳定工作,土蛆 表现在:(【)扰动信号产生的误羞被逐渐放大,将导致系统失控.电源的抗干扰陆 能差。(2)输出轻载或卒载时,PWM—COMP模块不能正常工作,电路出现失控。采 用加入斜坡补偿的方法.可以解决上述问题[24]。具体实现方式是在开关管电流 反馈采样信号处加入斜坡补偿电压。
设计电路如图6 22所示,l:要设计思想是,先对0SC输出的三角波Ramp。OU『

进行放大,井将此信号和功率开关管电流的采样镜像电流信号I-cs丰H卺加.叠…
得到的信"}Slop OUT作为P删比较器的输入,用于调整脉宽。

OUt:

圄6.22斜坡补偿电路

由于输入Ramp OUT为摆幅为l



v的三角波,所以电路并不是工作在小信0

第六章单元电路设计

模式下,而是工作在大信号模式。Ramp—OUT信号的变化范围,使得我们只能通过 Qpnpl管将信号输入,在第二级,我们利用Qnpnl管将电压信号转换成电流信号, 再镜像到R2、R3电阻上,得到我们需要的Ramp_OUT放大信号。这个电路的设计关 键在于调整R1电阻,得到不同补偿系数。这里,我们主要对电路做大信号分析: 假设三极管的V距都相同,设输入端Ramp_OUT的电压为vx,则Qnpn基极电压为 K=K唧一Ⅲ+%E 流过Opnpl的电流I。
(6.14)

Ic(p,,p2)---/c(p,w3)--半寺
最后的输出Slop OUT的电压

(6.15)

%d鼍+,批+鼍R=半%+Ics?R
即叠J][1I。。R。的偏移量。图6.23是斜坡补偿发生器的输入输出波形示意图。

(6.16)

由上式可以看出,输出电压V。。,是输入V。的线性函数,并且受输入电流I。。的调制,



图6.23斜坡补偿示意图 对上述电路进行了仿真,斜坡补偿就是在振荡锯齿波的基础上考虑了功率开
关的电流采样反馈。如图6.24所示,黑线的波动就反映了负载电流的波动情况。

只有将反馈电流参与到控制中才能实现有效的脉冲宽度控制。

6.6、误差放大器模块
误差放大器模块的功能是将反馈电压与参考电压进行比较并放大其差值,放 大后的结果输入PWM比较器反相端,与检测电压进行比较,比较的结果控制开

5l

白光日明LEDⅢ动电路系统设计与研究

图6

24嚣霉辣荏的仿真波形

芙管的导通与关断,以调节芯片输H{电压的占宅比,使输出电流保持稳定[21]。 漠筹放大器影响到整个IC的稳定性和输m精度等重要参数,是葛片中至关重要的
组成部分。

6.6.1误差放大■的设计指标
误差放大器有几个霞要的指标:

【、增益:误差放大器的增益直接影响输出电压的精度,其值越丈,输}}l受输入 电压、负载等的影响越小,应保证在60dB以上。 2、相位裕度:杆|位裕度决定电路的稳定性、过冲等性能,要保证在60dB以上, 同时为了留有一定的余量,应保证75dB以t。 3、截止频率:一力面,截止频率越高,转换器的瞬态相应越快;另一方面,如 果截止频率太高,接近或超过转换器开关频率,则对开关噪声的抑制能力会下降
1253。

4、共模输入范围:对于误差放大器应该保证共模输入范围足够的宽,对于本电 路而言,共模电平的下限最好能接近零电平。 5、输入失调电压:输入的失调搏会被放大,影响输出,因此输入失调电压要足
够的小。

6、共模抑制比(cMRR):表征了抑制零点漂移的能力

第六章单元电路设计

图6.25误差放大器电路结构图

根据以上设计指标,我们设计了一个宽共模输入范围、高增益的两级放大器,来 实现误差放大器,误差放大器的电路结构图如图6.25所示。 6.6.2误差放大器设计 该误差放大器主要有三部分构成:第一级折叠式共源一共栅放大器、第二级 源极跟随器和频率补偿电路。 1.折叠式共源一共栅放大器 这种运放的特点是共模输入范围大,输出电阻大,增益大,输出电压变化范 围比较小。Biasl和Bias2为带隙基准模块提供基准偏置电压,为N4提供偏置电
流。N4为N5、N6、N7、N8提供偏置,N1为N2、N3提供偏置,P5为P3、P4提供

偏置。P12和P13组成共源的差分输入对管,将电压信号转换为电流信号,N2、 N3接收电流信号,向后传输,并在N3漏端实现单端输出。 (1)共模输入范围:采用折叠式共源共栅结构,共模输入范围比较宽。输入采用 PMOS输入对。

‰=VoⅢ6+‰12

(6.17) (6.18)

‰=‰一l%即,|-|‰。,l
大共模输出电压。
(2)输出电压摆幅:

P6的栅极接到P7的漏端,这样就可以使P7、P6偏置在线性区的边缘。从而增大最

%跗,+VoⅢ,<Vol沂。<y知一I∥高。I+l∥玉,I—ly玉I。l
53

(6.19)

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(3)输出电阻:

Ro沂I=(g棚+g。卯9)饰9?08//(g删3+‰…)‰3?(‰7//‰13)
(4)共模抑制比

(6.20)

误差放大器的第一级为差分输入,单端输出放大器;第二级为单端输入,单 端输出,所以其共模抑制比只与第一级有关。

㈣尺=伽肚蚓
第一级增益:

㈨2-,

4I=‰P12?‰l
2.源极跟随器

(6.22)

它隔离第一级与输出电压,起到缓冲器的作用。源极跟随器输出电阻小,
使电路可以驱动低阻抗负载而保持信号电平损失比较小,PH为N;。提供稳定的偏 置。

(1)输出电阻,即误差放大器的输出电阻

Ro:—L|fRoN9
(2)小信号增益

L6.23)

42:—堑监哗
roN9Ii

(6.24)

k¨o//RL+—二

其中R。为误差放大器的负载。电容C。接在第一级输出与地之间,对电路进行频 率补偿,使误差放大器处于稳定工作状态。
3、频率补偿

该电路的主极点在第一级的输出端,在此处有很大的电阻及电容。第一非主 极点在第二级输出处,这是主极点后最靠近主极点的极点,因为该点电阻值很大, 负载电容也可能很大;P7漏极处产生一个非主极点,这个结点的电容为:
CPlD 2CD8P1+CGD叼+CGDP6+C@鼹6+CGDPg+C DSjPs+CD8N2

(6.24)

这个电容值比较大,P6(P8)漏极也产生一个非主极点。N3漏极产生一个非主极 点。因为折叠共源共栅结构有较好的频率特性,所以不需要采用密勒补偿电容。

第六章单元电路设计

电容C3对第一级输出进行频率补偿,电容C3数值不是很大,不会占用很大的芯片 面积。但为了保证闭环反馈系统的稳定性,开关电源DC.DC变换器中的误差放大 器通常要采用补偿网络来改善其频率响应,所以电路中另外设计误差放大器的补
偿网络如图6.26所示。

该补偿网络的传输函数为:
H(s):

!±垫鱼 、’眠(C4+C5+SR,C,C,)


(6.25)

设定C。远远大于C。,补偿网络包含两个极点和一个零点,第一个极点位于原点,


另一个为‘:=寺矾C5,零点为正=去碱C4,高频极点可以消弱高频开关噪声,低
频极点减小输出电压的稳态误差。因为该系统中存在零点,使单位增益交叉频率 点的幅频特性为一20dB的直线。

图6.26放大器补偿网络 左半平面的零点使相移减小,左半平面的极点使相移增大。设单位增益交叉频率 为而零点超前的相移为:

见=盯1(参)
极点滞后的相移为:

(6?26)

Op=tan_I(旁

㈤27,

所以在单位增益交叉频率fc点,补偿网络和误差放大器引起总的滞后相位为:

55

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0p=270"-tan弋争t觚弋旁
点产生的相移。

㈨28,

上式中反相输入相移180。,原点极点相移90。,后两项分别为零点和另一个极

6.6.3误差放大器的仿真结果
1、增益仿真

在驱动电路工作过程中,由于LED负载电流的变化比较缓慢,所以误差放大
器不需要很宽的增益频带。考虑到启动开始可能产生的瞬间脉冲带来的影响,在

放大器的输入端引入了滤波电容,能避免误操作。高增益能保证电流控制的精确 性,放大器及其他模块的速度能提高控制的实时性。放大器的增益、相位曲线如
图6.27所示:

∞ ∞

E三三巫复垂圃

40

∞ g
20



.20 1 10 100 1000 10000 100000 1000000 1 E7

Frequency(Hz)

图6.27(a)增益曲线 E三=既交司


-20

{斋.-,40

器.∞


—∞
.100



10

1∞

10(30

10000

100000

1000000

1E7

Frequency(Hz)

图6.27(b)相位曲线

第六章单元电路设计

图6 28

ICMR

2、输入共模范围,宽的ICMR是本电路设计的重点,由于输入共模电平的不确定 性和偏差,宽的ICh{R是提高电路性能的途径。下图是共模输入范围的测试波形:

6.7

P删电压比较器
脉宽调制比较器电路的作用是将误差放大器输出的误差放大信号和经丌关

管电流检测信号斜率补偿后的锯齿波信号进行比较,产生PWM脉宽控制信号, 输出到逻辑控制模块,进而控制开关管的导通和截止状态。
6 7

1电压比较器的主要性能 评价一个电压比较器性能优劣主要通过鉴别灵敏度、响应速度、带负载力和

共模范围等四个方面来考察。
(1)鉴别灵敏度

鉴别灵敏度又称为分辨率。它是指电压比较器的输出状态发生跳变所需的输 入模拟信号电压的虽小变化量。当插入电压变化量小于该值时,比较器输出就处 在不定的逻辑电平状态,即对输入模拟电压的大小作逻辑判断易产错误。这一最 小变化量越小,比较器的电平鉴别自&力就越灵敏。这一性能要一般是通过集成运 放或专用电压比较器的主要性能参数来反映的。 (2)响应速度 这是反映比较器从高电平转换到低电平或从低电平跳变到高电平时所需间 的长短(两者所需时间一般不等),它是表征比较器工作速度的重要性能参数,在

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高速工作系统中,要求采用高速比较器。若用集成运算放大器构成电压比器,其 响应速度通常由转换速率SR表征。SR越大,工作速度就越快。实际用时,响应速 度还与饱和状态有关,若输出电路进入了深度饱和的工作状态,由于退出深度饱 和需要时间,故其响应速度就要变慢。此外选用外接相位补偿的集成运放要比内 补偿的集成运放作比较器来得好,因为作比较器使用时不引入相位补偿元件,由 于不存在弥勒电容,从而保证了集成运放可以获得更的转换速率SR,以提高响应
速度。’ (3)带负载的能力

电压比较器的输出数字信号一般用以带动门电路、低输出电阻、低漏电高驱
动电流,则带动负载的能力就强。 (4)共模范围 由于锯齿波的最高电平为2.OV,最低为O.3V,因要求该比较器在0.3V一2.0V 的共模电压范围内都能实现比较的功能,因此选用PMOS差分对做输入管的比较

器,通过调节电路管子参数来实现共模范围的要求。

6.7.2

PWMI:匕较器的设计

PWM比较器是一个速度快的比较器。其电路结构如图6.29所示,设计时采 用了三级放大结构。输入信号为PWM—IN~P、PWM—IN—N,输出信号为OUT, 整个比较器的电流偏置由Ibias提供[26]。

图6.29 PWM比较器结构
58

第六章单元电路设计

比较器的等效架构图如图6.29所示,它是一个高增益的三级运算放大器 (OTA)。主要由三部分构成:第一级放大器、第二级放大器及第三级放大器。 第一级放大器是差分输入的对称性oTA(Symmetricfl OTA),是将经斜坡补偿 后的开关管电流检测信号和误差放大器输出的误差放大信号进行比较,产生 PWM脉宽控制信号,控制开关管的导通和截止状态,使输出稳定。设计时,采

用电阻RI、R2作负载,MP6和MP7是作为差分输入对管,漏端作为输出。第一
级放大器电路增益为:

A。=g脚6R

(6.29)

第二级放大器采用对称性的CMOS差分放大结构,用来提高比较器的增益。 MP8和MP9作为差分输入对管,从MN4的漏端输出。双端变单端输出是由MN3、 MN4组成的电流镜结构完成的。第二级放大器电路增益为:

凡2=g脚9(‰9//吃删4)R

(6.30)

第三级放大器是一个共源共栅放大结构,其作用是将第二级比较的结果放大 到可以满足后一级数字电路识别的电压值。放大器的输出再经过施密特触发器整

形后输入到数字部分。第三级电路增益为:

A3=g删5乞^删5【(g删7+g。6^n,7)名^删7+1】
电路的总增益是:

(6.31)

A=如。A:A3 6.7.3仿真测试
1、PwM比较器增益特性,PWM比较器增益特性仿真曲线如图6.30所示。
I-D_m∞mDl

(6.32)

t口.

10’

'旷

'o,

1酽

10‘

1—

10r

'a.

'r

Ft?quenc“}●z’

图6.30 PwM比较器的增益特性
59

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pWM输出波形 PWMt七较器输出波形特性仿真曲线如图6.31所示。紫红色波形为经过补偿

后的锯齿波,蓝色线为误差放大器输出的反馈信号。

图6.31 Pf@?t比较器的工作波形仿真
3 IcMR

比较器的共模输入范围如图6 32所示,我们从图中可以看出,能有效进行比 较的电压范围是从05v~2 2V,符台我们的要求。

圈6.32 P-III七较器共模输八范围

第六章单元电路设计

6.8信号前沿隐匿电路和逻辑控制电路
功率管开通时由于寄生电容放电引起的电流尖峰,可能会对峰值电流检测造
成错误引导,最终使PWM逻辑电路输出错误信号,功率开关管工作不正常。前沿

隐匿电路的设计正是为了防止这种现象的发生。隐匿时间大小是这个电路最重要 的参数,如果这个时间过小,功率管的输出没有稳定,则不能达到防止误触发的
目的;如果时间过长,过流情况在此期间确实发生,功率管可能在这期间没有达 到保护的目的。综合以上考虑因素,取隐匿时间为250ns。

采用集成在控制芯片中的数字滤波电路将电流反馈信号前沿250ns信号屏 蔽。这样电流信号不需要通过外部电路就可以直接反馈到检测比较器,这种做法 使得采样简单、可靠。电路采用恒流源对电容充电的方法实现对控制信号的屏蔽。
具体框图如图6.33所示:

图6.33消隐电路示意图 它的工作原理是:当电路输出端PWM_out为高电位时,电路开始工作,P1】I『M_out 信号经过反相器输出低电位关断NMOS管,这时恒流源开始对电容C进行充电,在A 点的电压升高到反相器的翻转电压之前,B维持低电位,进而Reset信号也保持低 电位。这说明在这段时间内电流检测比较信号compout不会影响到PwM比较器的输 出结果,即电流尖锋的影响消除了。合理地设置电容的值就可以实现对信号前沿
250ns屏蔽的作用。 根据公式q=cXV=I×t算得C=(I
X t)/V----2

pF,取t=250ns,I=lO



A,V是

比较器翻转电压,这个电容除了C的外,还包括了一些寄生电容值。经过最终调 试选取C-I.8pF,令pwmout为高电位,compout为高电位,对输出信号Reset进行 瞬态仿真,仿真波形如图6.34所示。

6l

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巨E亘姻
3.5 3.o

25

2.O

善侣 o
1,O 0.5

O.O

-0.5 0.0


1.OxlO

2.OxlO"7

3 Oxl07

4.Oxl07

5.OxlO"7

e.Oxlo-r

TJme(s)

图6.34消隐电路仿真波形

逻辑电路的主体是锁存器,锁存器的输出受振荡信号和复位信号控制。锁存 器的置位端接振荡器的输出信号。重启端由四个检测信号R1、R2、R3、R4同时控 制,它们之间的关系为或,只要其中有一个信号为高电位,锁存器输出为低电位。 它们的关系式如下:灭=尺l+R2+R3+R4,转换成与或非形式得到 R=R1+R2?R3+R4。逻辑电路如图6.35所示:

图6.35逻辑控制示意图

6.9保护电路
本芯片片内设计了完整的保护电路,如过压保护、短路保护、过流保护、过

热保护及低压锁定保护等电路,充分保障了芯片可靠工作。 6.9.1过压和开路保护 对于任何电流源来说,当输出为高阻抗或输出开路时,输出电压将会升高。 为防止输出电压超过主开关的最大额定电压,芯片内部设计集成了一个过压保护 电路。当输出电压一旦超过OVP阈值时,转换器将停止工作,使输出电压降低;
当输出电压降NovP阈值以下时,转换器将恢复工作直到输出电压再次超过

第六章单元电路设计

OVP阈值。过压信号是通过对负载正端采样并分压得到。基本原理如图6.36所
不:

图6.36过压比较示意图 当出现开电路负载错误状态,这时会出现瞬时过电压,并且由于没有反馈回 路,功率MOSFET在每个周期都最大限度开放,输出电压会持续上升,功率MOSFET 漏端电压也急剧上升,为了防止过大的电压对功率开关管和外围电路造成损坏,
就需要在电源管理芯片内部集成开负载保护电路。开路保护和过压保护的原理一

样,只是开路保护的参考比较电压比过压保护的参考电压大。

6.9.2过流和短路保护 采样和过流保护电路是电流模式开关电源电流环路中的重要组成部分,在每 个开关周期内对开关功率管电流采样,当功率管上的电流超过一定值时便对其进 行限制,进而控制在不同电源电压和负载下,开关管控制信号的占空比,以获得 稳定的输出,提高芯片效率。 电流采样电路通常采用的方法有(1)用采样电阻与电感(或者开关功率管) 串联,通过采样电阻上的压降来反映支路上的电流,这样可以得到精确的采样值, 但功耗很大,降低了芯片转换效率; (2)利用功率管的漏源电压的变化来检测

流过该管的电流,在功率管导通时,功率管处于深线性区,相当于一个阻值为R。。。㈣
的电阻:
(6.33)

这种方式避免了额外的功耗,但由于温度的变化会导致/t、Ck、‰变化,因
此功率管的R晒㈣,会有一个非线性的变化,这种方法只能获得有限的电流采样精

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度。为了兼顾减少功率损耗和提高采样精度的要求,本文设计的采样和过流保护

图6.37电流检测原理示意图 电路借鉴了通常采用的两种方法的优点,原理如图6.37所示。图中NPOWER为主开 关功率管,其导通电阻为R傩(0Ⅳ)Ⅳ。RSENSE为采样支路开关管,其导通电阻为 RDS(洲谘,RSENSE为采样电阻,根据并联关系,采样电流 I。眦和主功率开关管电流I。,的关系如下:

k=瓦RD,Ss(O+N‰)^r
当设计k>>‰(DⅣ)s时候有:

IS∥

(6.34)

从上式可知I随着R。嗍。增大而减小,又根据电阻消耗的功率
pz

Ps淌F

k=誓‰ IkERsENS|E=警Ik
1、sENSE l、SENsE



35,

(6。36)

由式上式可看出,采样电阻上消耗的功率与其阻值成反比,增大R。懈并不会增加

采样的功耗。将尺傩(DⅣ)带入k=誓‘∥中可得到I靶船e与功率管栅极驱动
申.乐有关,而一般情濒.下,功率管驱动信号高审.平与电源输入电压VDD有密切关

第六章单元电路设计

系或等于VDD,或由VDD得到,所以当确定功率管电流限制值I硼时,在不同的输入

电压下,采样电流I一不同,这就要求上图中作为比较参考值的VCOMP要随电源
电压变化,而不是与电源电压无关的基准电压。图6.38为设计的采样和过流保护 电路实际电路图。

图6.38过流控制转换电路图 本电路对主开关功率管NPOWER的漏电流即电感的上升电流进行采样。其中MNl、
MN2是耗尽型NMOS管,I髓,为基准电流模块输出的基准电流,MN5、MPl镜像产生电

流限制比较器的偏置电压,而二极管连接的KN4产生的偏置电压经过两级共源放 大器后得到图6.37中所示的VCOMP,VSENSE为电流采样信号输出,经过采样电流
放大器后输入到误差放大器。MN2设计为耗尽型管是为了使其始终工作于三极管

区,这样得到的VCOMP能,更好的反映电源电压VDD的变化,并消除电源电压对限制
电流I鲥的影响。

6.9.3滞回比较器设计 过流和过压控制都是将反馈采样信号与设定参考值进行比较,给出的比较结 果提供给锁存器复位端口。对开关电流的采样是将电流信号转换成电压信号,而 过压保护是直接对电压进行分压采样。因为过流和过压控制必须是滞回过程,电 流和电压采样信号的后续处理模块是电压迟滞比较器。

65

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

图6.39电压迟滞比较架构图

过流控制电路负责检测开关管电流的大小,控制其电流在设定的电流峰值 Imax和电流谷值Imin之间滞环变化。通过采样电流检测电阻Rsense上的压差,将 其与内部自建阈值电压V。和V。比较。滞回电压比较器的内部结构如图6.39所示, 其包括滞回比较电压产生电路、电压比较模块、输出缓冲模块。 整个模块以VIN和VCS作为输入比较对象,Ref是作为参考的基准电压,VOUT 是比较器的对比输出。这个模块占据了整个系统的主要延时,所以在设计中要考 虑如何减小电路的延时。如上图所示滞回比较电压产生电路所示,运算放大器将 A点电位钳制于参考电压1.25V(带隙基准电压)。忽略NPNI和NPN2的基极电流的

影响,假设输出VouT开始为高电平,则NMOS2导通,流过NMOSl的电流为氏l=鼍},
B点电压为‰=‰一九。墨,
变为囊-2
VOUT变为低电平时NMOS2截止,流过NMOSl的电流

iV丽REF

,B点的电压升高为‰=‰一‘tR-,所以B点的电压变化为

△%=%Ⅳ一‰=RI瓦嚣焉。这就是输出vout由高电平变为低电平时在B点产
生的一个滞环电压,可以看到该滞环电压与输入电压无关,只由参考电压VREF 和电阻大小决定,通过选择各电阻的阻值便可设定滞环电压的大小。以上分析可

第六章单元电路设计

知运算放大器起着重要作用,其必须具有较高的增益,才能使A点电压精确跟随 参考电压,从而准确设定B点电平和滞环电压大小。另外由于VOUT的变化频率与

系统开关频率相同,使得流过NMOSI的电流也相同频率在凡.和‘。之间快速切换,
所以放大器的单位增益带宽须大于系统的最大开关频率。 A、放大器的设计 设计的运算放大器结构如图6.40所示,该放大器采用折叠式输入结构,可以获得 较大的共模输入电压范围。由于共模输入电平为带隙基准电压1.275V,所以输入

级采用PNP差分对,电路共模输入范围为(%:+I吆删rl一‰,‰一‰一2I‰I)。其
中k鼬.是输入级PNP晶体管的饱和集射压降,V洲是电流源PMOS管的饱和漏源压降。 npnl和npn2组成共基极差分输入对结构,实现双端到单端的变换。为了获得较大 的增益和电源抑制比,放大器的输出采用级联结构,并且取较长的MOS晶体管沟 道长度,该放大器的频率响应如图6.41所示。

图6.40迟滞比较器内的运算放大器

67

自mm oW LED%动【U路系统垃计‘?ⅥH

.=

一%一m口gS∞:mo≤>

}requoMyfⅧ


蓦" 薹ij~睡

图6 4l运算放大器的频率响应 B、比较器的设计

比较器的具体电路如图6 42所示。比较器有两个重要参数:增益和延时。增 益越大,比较器的分辨率就越高,可比较更微小的输入信号差。这里比较器的延 时是主要考虑的问题,因为其占了整个系统延时的很大一部分。而由前面对滞环 电流控制原理的分析可知,系统的延时越大,LED驱动电流偏离设定值就越大, 所以比较器的延时要尽量小。由于双极型晶体管的电流驱动能力强,所以比较器 的输入级采用双极型晶体管[27]。

图6.42比较器

第六章单元电路设计

比较器增益仿真结果如图6.43所示:

70


50

40

∞ 刁

苫30



20

10



100

10’

102

10’

10'

10s

106

107

frequency(Hz)

图6.43比较器的增益仿真结果 C、缓冲电路

比较器的输出作为缓冲器的输入VIN,缓冲器电路结构如图6.44所示。由于输入 端反相器的NMOS管源极接了一个PNP晶体管,使得第一次反相输出Vo的最低电平 不为零。这是因为在反相器转换时,当VIN接近Vcc/2时,NMOS管币IPMOS管会存



图6.44比较器的缓冲电路

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在同时导通的瞬间,导通电流就会对Q管发射极(A点)的寄生电容充电。当Vo 由高向低转换时,A点电位随V1降低而减小,当A点电位小于Q的EB结导通压降时, 由于寄生电容没有进一步放电通路,所以A点电位便不能再减小了,也就是Vo的 最低电平约为一个BE结电压。输出缓冲电路就是用反相器将Vo波形整形,使其后 的输出逻辑电平范围从电源到地。图中中间电路为施密特(Schmitt)触发器,其 就是一级特殊的反相器,可使逻辑电平的转换过程更为迅速,也即波形变化更为 陡峭,有利于减小后级电路的开关损耗。施密特触发器利用正反馈加速逻辑电平 的转换,其原理如下所述。假设NMOSl、NMOS2、NMOS3管的阈值电压相等,均为 Vthn,开始时Schmitt触发器输入Vo为低电平,则其输出Vo为高电平。然后Vo开 始上升,当Vo等于Vthn时,NMOSl管导通。此时由于V02为高电平,所以NMOS3工
作在饱和区。电流从Vcc流过NMOS3和NMOS I至IJ地,此时NMOSl的漏极电压较高,

NMOS2管仍处于截止状态。随着Vo继续升高,NMOSl的漏极电压下降,直至Vo与 NMOSl的漏极电压之差为阈值电压Vthn时,NMOS2管开始导通,随后由于正反馈的 作用V02迅速降为低电平,从而实现了电平的快速翻转。

6.1 0过热保护

驱动芯片内部集成功率MOS管,功耗较大,为避免芯片过热对芯片产生永久
性的损害,芯片内部需要设计过热保护电路。
6.1

0.1过热保护反馈方式的选择 目前,集成电路的片上温度传感器可以用热电偶、热敏电阻、齐纳管、三极

管的PN结和MOs管的弱反型区或阐值电压来做。如果集成电路的片上温度传感 器用热电偶、热敏电阻来做,不容易集成,而且精度很低,因此不能采用。在双 极工艺中,齐纳二极管VIE和VZ(齐纳二极管的击穿电压)的温度特性是相当可靠 的,不容易受到工艺流程的影响。因此这个电路的性能是比较容易得到保证的。 但是遗憾的是齐纳二极管的击穿电压一般大于5V,在集成电路中一般难以产生 如此高的电压。而且这个过热保护电路的功耗是相当大的,不符合现在低功耗的 发展趋势。由于三极管基极发射极电压VBE随温度减小而线性地变大,且在20~150 ℃内有很好的线性。根据统计规律发现V旺的温度系数为一2.2mV/℃,而且双极型晶 体管具有容易集成的优点。过热保护电路一般利用双极器件的此特性来检测温

70

第六章单元电路设计

度,过热保护示意图如6.45所示:

IP



图6.45温度检测原理图 当温度温度升高时,IPTAT随之线性增大,R两端的电压随之增大,NPN管的V眶随

着温度升高而降低。Q管导通与否是PTAT电流,电阻,V。云者之间的直接函数,
是温度T的问接函数。只要设置合理的PTAT电流和电阻值R,我们就能让Q管在目
标温度点导通。

6.10.2过热保护电路设计
过热保护电路如图6.46所示:

图6.46热关断保护电路图
7l

白光照明LED驱动电路系统设”与研究

TN3.TN4,TN5,TN6,TP3.TP4,TP5,TP6,RI共同组成PTAT电流产生电路。PTAT 电流经过镜像后通过电阻R2,Ii2两端电压降随着温度升高而增加,TP7,TP9:TP8, TPIO,P.2与qNPN是温度转换点实现的核心电路,将随温度变化的町AT电流转换成 温度关断信号。温度上升过程中,TP7,TP9支路电流I在Ic2上的压降使得QNPN管经 历小导通状态到导通状态的转换,导通的温度点就是热关断临界点,将电路的热 关断温度点设置在140"C。温度下降的过程中,由于初始条件下输出端是低电平, TPII,TPl2。TPl3支路和TP7,TP9并联组成QNPN管的驱动电流I,由于I比I大,则 ONPN必然会在更低的温度点下截止。TPII,TPl2和TPl3组成反馈电路,因为这条 之路的存在,实现了关断点的的热迟滞。TPl4,TN7;TPl5,TN8组成缓冲电路,能 大大提供驱动能力。 6.10.3保护电路仿真波形 对上述电路进行r仿真温度扫描,温度范围从0℃~150℃,调整管子参数实 现了阈值分别为100℃和[40"C的热迟滞回线。当温度超过140"C时,保护电路输 出逻辑低电平与pWM调制后的信号进行“与”操作;当温度刚落到100"C后,释放 热锁定信号,仿真结果如图6 47所示。


…_…¨r…。。’。。÷……f……『¨……r…Ⅲ¨……

一己;乎

ⅢⅢ…k


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ⅧⅢ




卜……


川¨……}Ⅲ~} {
"w,”“ M:¨ 。‰帅咖孙。

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图6 47热关断保护模块仿真结果

第六章单元电路设计

6.11欠压锁存保护
通过对VIN电压进行采样,得到采样电压VSENSE,再把采样电压VsENsE和 基准电压进行比较,若VsENsE<V基准,输出高电平,经过逻辑控制电路使芯片进 入低压锁定状态;若VSENSE>V基准,输出低电平,经过逻辑控制电路使芯片进入 正常工作状态。为了保证系统正常启动,设定欠压保护电路的开启阈值电压为 lOV,关断阈值设为7.5V,开启阈值电压与关断阈值电压之间有2.5V的滞回。如 果采用单阈值电压的保护电路,一旦电源电压在阈值电压附近有微小变化,就会 使电压检测比较器输出电位跳变,引起误触发。为了排除干扰,增强电路的稳定
性,欠压保护电路一般存在比较滞回电压。电路进入正常工作状态后,当工作电

压在所设定的范围内波动时,电路保持正常的工作状态。如果工作电压下降至 7.5V以下,此时欠压保护电路开始起作用,比较器输出电平翻转,输出高电平 信号,PWM逻辑电路输出低电位信号关断功率开关管,高压充电电流源立即被激
活给外部电容充电。

6.11.1欠压保护基本原理与电路设计 UVLO基本原理图如图6.48所示,主要由采样电路、迟滞比较器和反馈回路 构成。电路正常工作时,NMOS导通,流过Rl的电流Il作为比较器的灌电流,为使 电路性能可靠,有较好的响应速度,电流11通常需5


A~10



A。







图6.48欠压保护原理图 上图中流经R1的全部流经NMO¥至JJ地,引起了很大的额外损耗。增大Rl虽然可以降

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

低功耗,但同时也减小了反应速度。下面给出了改进后的电路详细设计全图,如 图6.49所示:

_4创肚姊掣Ib H P4
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施看持赫发嚣和缓冲电路一



专主功能实现电路

图6.49欠压保护电路图 电阻Rl、R2、R3、R4构成分压电阻网络实现对Vcc的采样。Nl、R5、P2、N2 实现对比较器灌电流的控制;N3、R6、P3组成比较器,实现采样电压与N3的V州 比较;P1构成正反馈回路,可实现Vcc的迟滞功能;P4、N4、P5、R7构成正反馈 回路,可加速比较器的翻转,从而提高电路的响应速度;SCHMITT触发器和P9,N8 组成的反相器是缓冲电路,对比较器的输出波形进行缓冲和整形。电容Cl起滤波
和储能作用

6.11.2电路分析 本电路通过低功耗的先导控制电路控制电流较大的比较器的灌电流,使比 较器只有在状态发生翻转时有微弱的电流流过N3。在其余时间,无论比较器是 输出高电平还是低电平,都没有电流流过N3,也就是说使电路无论是在正常工 作状态还是在欠压锁定状态,比较器都不消耗功率,这样就可以把电路的静态功 耗降到最低。
在Vcc电压升高过程中,当电压较低时,由于N1、N3截止,Nl漏极为高

电位,经过反相器后让P3导通,同时P5也导通,给电容C1充电,使N5栅极电 压等于Vcc,使输出端为高电平,电路处于欠压锁定状态;随着Vcc电压升高, Nl比N3先导通,先导控制电路使P3截止,使比较器的灌电流消失,此时由于 电容Cl没有放电回路,使N5栅极保持高电平,电路仍处于欠压锁定状态;当 Vcc进一步上升使N3导通,由于没有灌电流的作用,N3迅速给C1放电,使N5
74

第六章单元电路设计

栅电压迅速下降到0V,电路解除欠压锁定,进入正常工作状态,此时Pl导通, R1被短接。此后Vcc继续升高,先导控制电路使P3保持截止状态,使电路保持 在正常工作状态。由于比较器中没有灌电流,比较器的静态功耗为零。因此Vcc 电压在上升过程中的阈值为:

%=‰×—R1+—R2鬲+R一3+R4

(6.37)

在Vcc电压下降使电路由正常工作状态转为欠压锁定状态的过程中,由于 N3截止之后的很短时间内,Nl仍然导通,使P3仍处于截止状态,电容C1无充 电回路,N5栅极仍处于低电平,电路仍处于正常工作状态,此时,比较器的静 态功耗也为零;此后N1截止,使P1导通,N3仍处于截止,由于灌电流的作用, 使N5栅极电压高,通过N4、P4、P5、R7的正反馈作用,使P3导通,由于R7 阻值较小,使流过P3、R7的电流较大,G点电压迅速提升到Vcc,电路进入欠 压锁定状态;此后,N3截止,使电路保持欠压锁定状态,由于比较器中没有电 流流过N3,因此比较器基本上无静态功耗。因此Vcc电压在下降过程中,其阈 值为:

屹=‰×—R2+矿R3+R4
%一屹=‰×瓮

(6.38)

则V∞的迟滞量为
(6.39)

为了降低R5、Nl的功耗,应增大R5的阻值,减小N1的W/L,使流过N1 和R5的电流很小。

6.11.3电路仿真波形 欠压保护的单元从输入电压Vcc上进行采样,开启和关断阈值分别为10V和
7.5V。为了降低模块的功耗,不直接从用Vcc作为输入,而是Vcc分压后进行采 样,按比例得到两个阂值分别为3.OV和2.25V。对上述电路进行了仿真,得到

如图6.50所示回线。欠压模块的输出反馈到软启动和电压调整器模块,实现Vcc
电压在要求范围内。

75

白光照明LED驱动电路系统垃计与研究

一三p]o

Sampled Vcc(v)

图6 50欠压电路仿真结果

第七章、集成模块的工艺简介

第七章集成模块的工艺简介
由于驱动芯片集成了逻辑器件和功率开关器件,这在工艺上要实现必须采用 BCD工艺。BCD工艺最初由意法半导体开发,目前国内具有BCD工艺的IC制 造厂商有上海先进半导体、华虹NEC、新进半导体、杭州士兰等。 BCDI艺是一种可在单片芯片上集成Bipolar、CMOS和DMOS三种晶体管的IC制
造工艺[28],其中:

Bipolar——双极型晶体管;
CMOS----Complementary Metal Oxide

Semiconductor,互补金属氧化物半导体

场效应晶体管;

DMOS——Double.di ffused
导体场效应晶体管。

Metal Oxide

Semiconductor,双扩散金属氧化物半

相对于传统的双极功率工艺,BCD工艺具有显著的优势,设计者可以在具有 高精度模拟性能的双极型器件,高集成度的CMOS器件和作为功率级的DMOS器件之 间自由选择。由于DMOS和硅栅CMOS兼容,并且具有高效率、低损耗、无二次击穿、 高耐压和高速的开关特性,所以BCD工艺特别适合制造功率集成电路。下表列出 了BCDI艺中各种器件的特点,BCDI艺典型器件应包括低压CMOS管、高压MOS管、 各种击穿电压的功率开关管、垂直NPN管、垂直PNP管,横向PNP管、肖特基二极 管、阱电阻、多晶硅电阻等;有些工艺甚至还集成了EEPROM、结型场效应晶体管 JFET等器件。由于集成了如此丰富的器件,给电路设计者带来了极大的灵活性, 可以根据应用的需要来选择合适的器件,从而设计出最优化的电路。 表7-1不同类型器件特性对比
器件 类别 双极 器件
CMOS

器件特点

应用

两种载流子参与导电,驱动能力强,
集成度低

模拟电路对性能要求较高的部 分(高速、低驱动、高精度) 适合做逻辑处理,也可做输出驱


集成度高、功耗低

器件
DMOS

高压大电流驱动,器件结构决定漏 端能承受高电压

模拟电路和驱动,尤其是高压功 率部分,不适合做逻辑处理

器件

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

BCDI艺必须把双极器件、CMOS器件矛flDMOS器件同时制作在同一芯片上,而 且这三种器件在集成后应基本上能具有各自分立时所具有的良好性能;其次,BCD 工艺制造出来的芯片应具有更好的综合性能;此外,相对于其中最复杂的工艺(如 双阱、多层布线、多层多晶硅的CMOSI艺)不应增加太多的工艺步骤。 BCDI艺的关键是集成电路工艺的兼容性,做到高压器件和低压器件的兼容: 双极工艺和CMOSI艺的兼容,为控制制造成本,必须考虑光刻版的兼容性,尤其 要选择合适的隔离技术。隔离的方法包括PN结隔离,自隔离,和介质隔离。最常 用的是PN结隔离。它的制作过程是先在P型衬底上生长N型外延层,再在上面做P 型深扩散,直至穿通整个N外延层,形成隔离岛,不同耐压的器件就可以集成在 此硅隔离岛中。此外工艺的制作过程中还涉及到材料的选择、杂质浓度的调整、 结深的控制、杂质分布的确定等方面如何互相兼顾和优化。 今后,BCDI艺仍将朝着高压、高功率、高密度三个方向分化发展。其中BCD 技术与SOI技术相结合,是一个非常重要的技术趋势。

第七章、集成模块的工艺简介

结论与驱动技术展望
本文是根据LED驱动工程市场需求和主要驱动技术,依据目标功能,从系统
层面对白光照明LED驱动电路进行了架构设计和模块划分,从顶层的性能要求逐

级将设计参数往下分配。然后对各个模块进行了电路设计和仿真,功率开关的仿 真是采用EDAT具Athena,Atlas;控制逻辑电路的仿真是基于18V高压工艺。由于 没有相应的高压BCD-[-_艺库,本文无法进行整合仿真和版图设计。功率开关采用 的是150KHz的LIGBT,本文采用了渐变缓冲层技术有效缩短了管子的漂移区长度, 从而最终达到降低导通电阻R。的目的。控制电路包括了振荡电路、误差放大器、 PwM比较器、斜率补偿电路、温度迟滞关断模块,内部欠压控制模块、过压和过 流保护模块等。 就通用室内照明应用,从成本考量大多设计功率在20W以内的LED灯管,从 不断增长的LED亮度来说20W符合未来LED照明光源发展要求,待lm值1501m/W 时,才是LED照明大呼节能辉煌时代! 随着大功率LED普遍在灯光装饰和照明中的普遍使用,功率型LED驱动显 得越来越重要。用市电驱动大功率LED需要解决降压和恒流问题,还要有比较 高的转换效率,有较小的体积,长时间工作,较低的成本,电磁干扰和功率因素
等问题。

与太阳能电池相结合来驱动通用照明LED是一个非常理想的转换系统,对于低 电压驱动和中等电流应用,可以存在某种途径能在这两个系统之间直接转换。如 果要高压驱动多管,则需要大面积的太阳能电池板,此时电源存储变得尤为重要。 ACLED是未来白光照明LED的发展趋势之一。如果能用交流(AC)直接驱动 LED光源发光,系统应用方案将大大简化,系统效率将很轻松地达到90%以上。
ACLED发光省去了成本不菲的AC/DC转换器和恒流源,将展开全新的LED驱动概

念[29]。

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

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8l

白光照明LED驱动电路系统设计与研究

致谢
在即将度过厦大研究生三年的学习生涯之际,在此我首先感谢我的导师李开 航副教授对我的培养。李老师带领我从专业基础知识开始学习,竭尽全力为我提 供更好的学习环境和研究条件。严谨的学术风格和高度负责任的工作让我们养成 了良好的研究和学习习惯。 另外,我得感谢我的爱人陈来芳,是她为我分担了家庭的压力才有机会到厦 大来学习深造,是她不离不弃地支持我,才能让我更好地走到今天。 最后,非常感谢杨玲玲和我的五位师弟,杨旭刚、周林兵、李威、王亮、高 盛昌,和他们一起生活、学习、讨论技术问题是一件愉快的事情。感谢他们在生 活的点滴对我的关心和帮助!

研究成果

研究成果
1.Dongming Wu,Kaihang Li,Lingl ing Yang.A Novel RESURFed Double Gates IGBT with Superior Performance.EPE—PEMC 2008.PP97—101.

2.Lingling Yang,Kaihang Li,Dongming Wu.Analysis and Characterization of


New Trench

IGBT wi th

Improved Layers.ICIEA 2008.PP2503—2506

白光照明LED驱动电路系统设计与研究
作者: 学位授予单位: 吴冬明 厦门大学

本文链接:http://d.g.wanfangdata.com.cn/Thesis_Y1520612.aspx


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