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输出大功率的CCM型PFC控制器UCC28019


输出大功率的 CCM 型 PFC 控制器 UCC28019
在用于大于 1kw 的 AC/DC 中, 如何更简单优秀地处理好 PFC 部分是电源工 程师的一个难题。UCC28019 给出了全新的解决方案,仅用一支 8PIN 的 IC 及少 数外围元件即可解决问题。 主要特色如下: ? 不用检测线路电压。 ? 内部定频在 65KHz,易于处理 EMI。 ? 最大占空比达

97%。 ? 逐个周期峰值电流跟制。 ? 开环检测。 主要用于大功率的 AC/DC,如服务器,通讯整流模块,工业电源等。 UCC28019 典型应用电路如图 1,方框电路如图 2。外部元件非常简捷。

图 1 UCC28019 的典型应用 PFC 控制电路 各引脚功能如下: GATE 8PIN 栅驱动。IC 内集成一个推挽式驱动器,有 1.5A 源出 2A 漏入 能力,输出高电平为 12.5V。 GND 1PIN IC 的公共端。 ICOMP 2PIN 电流环的补偿端。 跨导放大器的输出。 用一支电容接到 GND 提供补偿。同时作电流控制环中的的平均电流检测。如果 ICOMP 上的电压低于 0.6V,则控制器被禁止。 ISENSE 3PIN 电感电流检测端。外部电流检测电阻上的电压降从此端送 入, 它代表通过升压电感中的瞬时电流将此电压均衡后以消除噪声的影响。做软 式过流限制。此电感电流为逐个周期的峰值电流限制(PCL)。若峰值电流超出可 立即关断栅驱动输出。用一支 220Ω 电阻接于此端和电流检测电阻之间以限制浪 涌冲击电流进入。 VCC 7PIN IC 供电端。它的 UVLO 可以令控制器在 VCC 超过 10.5V 时开 始工作,低于 9.5V 时关断。用 0.1uf 瓷介电容做旁路,接于 VCC 到 GND,用于 高频滤除噪声。

VCOMP 5PIN 电压环补偿。跨导型电压误差放大器的输出,用一个电阻 电容网络从此端接到 GND,以提供补偿。VCOMP 被控在 GND,直到 VCC, VINS 和 VSENSE 全部超出阈值电压。一旦这些条件满足,VCOMP 即充电,一 直到 VSENSE 电压达到正常调节水平的 95%。当遇到增强的动态响应(EDR)时, 附加一个电流到 VCOMP 以减小充电时间,EDR 的附加电流在软起动时被禁止, 软起动与此端电容量成正比。 VINS 4PIN 输入 AC 电压检测端。作布朗输出检测,在系统 AC 电压超过 正常工作电平时或低于设置的布朗输出保护水平时,IC 即相应动作。用一个过 滤的分压网络接于整流后结点到 GND,将分压点接于此端。起动时,控制器被 禁止,直到 VINS 电压超出阈值 1.5V 才开始软起动。控制器在 VINS 降到布朗 输出保护点 0.8V 时被禁止,直到 VINS 和 VSENSE 电压超出其使能阈值时才起 动新的软起动周期。

图 2 UCC28019 的内部等效方框电路 VSENSE 6PIN 输出电压检测。外部用一个电阻分压器从此端到 PFC 输出 电压,提供输出电压的反馈检测。用一个小电容从此端接到 GND,以滤除高频

噪声。待机时禁止控制器并放掉 VCOMP 的电荷。在 VSENSE 端电压降到阈值 以下 0.8V 时,即为待机。一个内部 100nA 电流源将 VSENSE 拉到 GND,以作 为开环保护。包括此端断线以及输出过压保护(OVP)。此时将禁止栅驱动输出。 这时 VSENSE 电压超出 105%的基准电压, 增强的动态响应可重新令输出电压在 系统线路或负载导致 VSENSE 电压降到基准的 95%以下时回到正常调整率水平。 ? UCC28019 工作描述 UCC28019 是一个用于功率因数校正,工作在固定频率连续导通模式的升压 变换器的控制 IC。UCC28019 仅需要少数外接元件,用于 PFC 的预调整器。它 的工作频率在内部固定于 65KHz,以确保传导 EMI 噪声在 EN55022 的标准 150 KHz 以下。 其内部 5V 基准可精确调节输出电压,以应对 AC 85~265V 输入。并可以从 空载到满载适于 200W~2KW 的输出功率水平。 其调节有两个环路。 内部电流环用于均衡平均输入电流使之匹配正弦输入电 压。 在轻载时, 取决于升压电感值。 电感电流可以进入断续, 但仍满足 IEC1000-3-2 的 D 级标准。输出电压环用于调节输出电压,它取决于内部增益参数,并保持 在待机状态下电流波形仅有最小的畸变。 ? 给 UCC28019 供电. UCC28019 由外偏置源供电。推荐由外部辅助稳压源供电。它没有采用自行 起动的方法供电。自行起动从输入高压源通过电阻降压,电容储能并保持 VCC 电压直到从偏置源供电。VCC 的最小窗口与保持电容配合。 在正常工作时,工作电流给外部开关供电,加入足够的旁路电容,以保持 VCC 电压纹波最小,最小电容取 0.1uf~1uf。 器件偏置工作时,有几个状态。起动时,VCC 处在欠压锁定状态。设置最小 的工作直流电压,有两个 UVLO 阈值。当超出开启阈值时,控制器导通。若 VCC 降到低的关断阈值时,控制器即关闭。在 UVLO 期间,器件工作电流很小。器 件开启后,软起动开始,为防止输出过冲,偏置电压必须稳定。器件消耗正常工 作电流,若几个故障条件出现,或进入待机状态时,仅消耗待机电流。

图 3 UCC28019 的 VCC 供电状态

?

软起动.

VCOMP 电压环跨导放大器的输出端在 UVLO,IBOP,OLP/STANDBY 期 间拉为低电平。在故障条件移去后,软起动控制 VCOMP 端的上升速率,以得到 占空比作为时间函数线性地增大。软起动中,30uA 的恒流源进入补偿元件,使 此端电压线性上斜直到输出电压达到最终值的 85%。 在这一点, 源电流开始减小 直到输出电压达到最终值的 95%。 软起动时段由误差放大器补偿元件值控制。 用 户可以此调节设计所要的环路覆盖频率,一旦 Vout 超过设定电压的 95%,EDR 就不会长期禁止。软起动电路如图 4。

图4 ?

UCC28019 的软起动电路功能

系统保护 系统水平保护特点维持系统的安全工作,输出保护如图 5。

图 5 UCC28019 的输出保护状态

图 6 UCC28019 的 UVLO 功能

?

VCC 欠压锁定.(UVLO)

在起动中,UVLO 保持器件关断状态直到 VCC 上升到 10.5V 以上的起动值 VCCon,设置 1V 的窗口 UVLO 以限制噪声。在 VCC 降到 9.5V 时关断。如图 6 所示。 ? 布朗输出保护. VINS 提供给设计师在 PFC 级一个设置所要的 AC RMS 电压水平的方法。 低于此电压, 则关断 PFC。 这保护了在低压时过大的输入电流超出导致的系统过 热。此外,由于 VCC 的起动也直接从线路电压处供给,IBOP 保护电路在 AC 低 压时停止工作,如图 7。

图 7 UCC28019 的布朗输出保护(IBOP) 输入线路电压的检测直接从整流的 AC 主干线电压经电阻分压器并滤波后 提供,并送到 VINS 输入。IBOP 在器件待机时 VINS 降到 0.8V 以下。(VINS BRONout-th) 在 VINS 上升到 1.5V 的 VINS BRONout-th 以上时,从 VINS 端的偏置 电流源少于 0.1uA,分压网络的最大电阻值选择时要有最小功耗,以令其工作在 低的待机状态。PCB 布局也要考虑,此外还取决于所选的电阻类型。 首先,选择 RVINS1,按最高谐振阻值,然后选择 RVINS2。

此处,VF-BRIDGE 为整流桥正向压降。

功耗为: 滤波电容 CVINS 有两个功能:第一个,抑制电压纹波水平到 BROWN-OUT 阈值能接受,防止误触发 IBOP。第二个,CVINS 延迟一下布朗输出保护动作, 给出半个周期时间,以应对准确的布朗输出保护事件。按下式选择:

此处,

VIN-RMS 是最低工作的 RMS 输入电压. ? 输出过压保护.(OVP) Vout(OVP)为输出电压超出规定值 5%时, 导致 VSENSE 超出 5.25V 阈值,Vovp 令电压控制环旁路,栅驱动输出被禁止,直到 VSENSE 返回到 5.25V 以下。例 如对于 400V 系统 Vout(ovp)为 420V。 ? 开环保护/待机(OLP/STANDBY). (图 8)

图 8 UCC28019 的 OVP 和开环保护 如果输出电压反馈元件故障断开了从 VSENSE 的信号。误差放大器将会增 大输出驱动的占空比,为防止此现象,内部要拉下 VSENSE,强制其为低电平。 如果输出电压降到标准值的 16%,会使 VSENSE 降下 0.8V 到待机状态。此时 PWM 开关停止,器件仍工作,但待机电流降到 3mA 以下。这个关断特色给设 计师一个从外部拉低 VSENSE 的选择设计。 ? 输出欠压检测(UVD)/加强动态响应. 在大通道负载时,增强动态响应(EDR)可以加速低带宽的电压环的响应速度。 ? 过流保护. 电感电流由 Rsense 检测,一个低值电阻放在输入整流器回程处。电阻另一 边接系统地。 此电阻上的电压是负的, 这里有两个过流保护特点, 峰值电流限制, (PCL)应对电感饱和,软过流(SOC)保护,应对输出过载。见图 9。

?

图 9 UCC28019 的软过流(SOC)保护和峰值过流保护(PCL) 软过流. 软过流(SOC)限制输入电流,SOC 在电流检测电压达到 -0.73V 时激活,改

变了内部的 VCOMP 电平,由控制环调节去减小 PWM 占空比。 ? 峰值电流限制.(PCL) 峰值电流限制为逐个周期式限流。当电流检测电阻压降达到-1.08V 时,PCL 激活,终止开关周期。ISENSE 上的电压由固定增益放大,然后前沿消隐以改善 噪声免除,防止错误触发。 ? 电流检测电阻. 电流检测电阻 RSENSE 用于 SOC 的最小阈值。Vsoc=0.66V。为防止在正常工 作时触发此阈值,内部有一个非线性功率限制的增益,根据它来减小占空比。此 电阻典型按过载电流即峰值电感电流超出 25%计算。

由于 Rsense 为平均输入电流,最坏情况的功耗在最低线输入时电流最大,电 阻功耗以此给出: 峰值电流限制(PCL)保护时关断输出驱动, 此时检测电阻上的电压为 PCL 阈 值 VPCL,最大峰值电流 IPCL 为:

?

栅驱动. 栅驱动输出设计用一个电流最佳化结构直接驱动整个 MOSFET 的大值的栅 电容,令其快速开启和关断。内部箝位限制此电压不高于 12.5V,外部的栅驱动 电阻 RGATE 限制上升时间,防止寄生电感产生的振铃,以此减小 EMI。电阻的最 终值取决于寄生元件及 Layout。用一支 10K 电阻紧靠栅接于栅和 GND 之间,以 放掉栅电荷保护瞬间的 dv/dt 触发导通。见图 10。

图 10 UCC28019 的栅驱动电路 ? 电流环. 整个系统电流环由平均电流放大器级,脉宽调制器级,外部升压电感和外部 电流检测电阻组成。 ? ISENSE 和 ICOMP 功能. 负极性的信号从电流检测电阻经缓冲,倒相送到 ISESE 输入端,内部正信

号被电流放大器均衡后,输出处即 ICOM 端。ICOMP 端上的电压正比于平均电 感电流,一支外部电容接到 GND 和 ICOMP 端,用于电流环的补偿和电流纹波 滤波。均衡电流放大器的增益由内部 VCOMP 的电压决定,此增益为非线性,它 根据世界各处 AC 电压范围决定。 在故障和待机状态时, ICOMP 接到 4V 电压(在 IC 内部)。 ? 脉冲宽度调制器. PWM 级比较 ICOMP 信号和前沿调制器输出信号的斜波比较,在斜波电压 超出 ICOMP 电压时,其输出为高电平。斜波的斜率由非线性的 VCOMP 电压决 定。 PWM 输出信号在每个周期总是从低电平开始,经内部时钟触发,在斜波线 性上升到达内部 ICOMP 电压时,输出低电平为最小关断时间 Toff(min)。斜波 Icomp 相互决定 Toff,也就是 Doff。由于 Doff =VIN/VOUT。此为升压电路拓朴给 出,又因为 VIN 为正弦波形,因为 ICOMP 正比于电感电流,它强制电感电流按 输入电压波形保持升压调整率。因此,平均输入电流也为正弦波形。 ? 控制逻辑 PWM 比较器的输出传递到栅驱动级,从属的各种保护功能也加入到其控制 系统。栅驱动输出的占空比可高达 99%,但总有最小关断时间 Toff(min)。通常 占空比的工作可直接由 OVP,PCL(逐个周期式),UVLO,IBOP 和 OLP 中断。 待机时还决定出最小栅驱动脉冲,进一步禁止其输出直到 SS 工作能开始。 ? 电压环. PFC 控制器的外部控制环即是电压环。这个环由 PFC 输出检测级,电压误 差放大器级,非线性增益发生器组成。 ? 输出检测. 电阻分压器网络从 PFC 输出电压到 GND 形成电压控制环的方框电路, 电阻 比值由所设定的输出电压和内部 5V 基准决定。 如同 VINS 端输入在 VSENSE 端有一个非常低的偏置电流源,可使我们选 择更高值电阻以减小功耗和待机电流。用一支小电容从 VSENSE 接到 GND,以 滤除高端传来的噪声,此滤波器时间常数通常少于 100us。 ? 电压误差放大器. 跨导误差放大器(gmv)产生一个输出电流,它正比于 VSENSE 端反馈电压与 5V 基准之差。此输出电流给输出补偿网络的电容充电,放电,以建立起合适的 VCOMP 电压作系统的工作条件。 合适地选择补偿网络元件可以使 PFC 预调整器 系统在整个 AC 输入范围和 0~100%负载范围稳定工作。 整个电容还决定 VCOMP 电压的上升速率,此正如先前讨论过的。 放大器的输出端 VCOMP 在任何故障条件或待机状态下都被拉到地电平, 将 补偿网络电容放电,进入初始 0 电压状态。通常大电容串入一支电阻,用于以其 时间常数延迟放电。如果 VCC 偏置电压在 UVLO 之后迅速移去,VCOMP 上晶 体管放电失去驱动, 大补偿电容只留下实质电压在其上,取消了下面的软起动顺

序。UCC28019 用一个并联放电通路在没有偏压时工作,进一步 VCC 在移去后 给补偿网络放电。 当输出电压扰动在 VSENSE 输入处大于 5%时,放大器即离开线性工作区。 在过压 OVP 作用下,直接关断 GATE 输出,直到 VSENSE 返回 5%的调整范围 内。在欠压时,UVP 功能请求 EDR 立即增加内部 VCOMP 电压到 2V,并增加 VCOMP 外部充电电流,典型从 100uA 到 170uA,这样大的电流快速给补偿网络 充电到一个新的工作水平,以改善瞬态响应时间。 ? 非线性增益发生器. VCOMP 上的电压用于电流放大器的增益及产生 PWM 的斜波斜率,此电压 在内部缓冲后由 EDR 功能和 SOC 功能改善,此如先前讨论过的。 整个 PWM 斜率调整的电流增益应对不同系统的工作条件, VCOMP 充电。 为 提供低的畸变,高的功率因数,改善输入电流波形,令其准确地跟随输入电压。 ? 设计 PCB 的注意及考虑. 作为 PWM 控制器, 信号端子上有效的滤波电容要很好地到 GND,UCC28019 的输出端为高的 di/dt 端,它会在 PGND 产生高的噪声。所以信号地与之连接时 需要绕开高 di/dt 处,免受干扰。ISENSE,VINS,VCOMP 以及 VSENSE 必须 直接回到 GND,所以其 GND 应为星状接法。见图 11。

图 11 推荐的 UCC28019 外围元件布局

设计实例及设计程序. 我们用一个实际 350W 的 PFC 电路给出 UCC28019 的设计程序。 ? 设计目标及技术规范见表 1。 表1

实际电路如图 12 所示。

图 12 UCC28019 控制的 350W 的 PFC 予稳压器电路 下面即是设计计算过程。 电流计算 首先,确定最大输出平均电流,IOUTMAX。

最大输入 RMS 线路电流 IIN_RMSMAX,用表 1 的数据计算,有:

基于以上计算,最大峰值输入电流 IIN_PEAK 和最大平均输入电流 IIN_AVGMAX 如下:

桥式整流器 假设二极管的正向压降 VF_BRIDGE 是 0.95V,整流桥的损耗是: 输入电容: UCC28019 是连续电流型 PFC 控制器。其电感纹波电流按照允许有 20%的 高频纹波因子 VRIPPLE 和 6%的最大输入电容值 CIN 计算之,首先确定输入电流纹 波 IRIPPLE 和电压的纹波 VIN_RIPPLE。

输入的 X 电容现在可以计算如下:

升压电感 确定最大峰值电感电流 I L_PEAKMAX 之后,决定电感值 LBST。

按照最坏情况的占空比 50%计算,电感值为:

实际升压电感选择为 1.25mH。 最大占空比出现在最低输入电压时,

升压二极管 二极管的损耗的估计根据其正向压降 VF,125OC 时的反向恢复充电电荷 QRR,选用碳化硅二极管可以节省反向恢复损耗。其损耗是:

开关元件

MOSFET 的导通损耗在 125OC 时,按照 RMS 电流计算,有:

开关损耗按照上升时间估算,以及输出电容的损耗为:

检测电阻 根据内部非线性功率限制的增益,RSENSE 的大小受限于软过流触发,要高于 最大峰值电感电流的 25%,用 SOC 的最小阈值 VSOC:

采用两只电阻并联,选为: 电阻的功耗为:

对于峰值电流限制,PCL 保护特色其在流过其电流产生的压降等于其阈值 VPCL 时,用最坏情况分析,用最大的 VPCL。

为了保护器件能承受冲击电流,用标准 220mΩ 电阻。与 ISENSE 端串联, 用 1000pf 电容紧靠器件改善噪声。 输出电容 输出电容 COUT 的大小要满足变换器保持时间的需要,假设下面的变换器在 一个线路周期内 t HOLDUP=1/f LINE(MIN),保持 PFC 级不低于 300V,计算的电容值 如下:

这是可建议的值,考虑到电容有+/-20%的偏差,选择 270uF。 设置最大峰峰值输出纹波电压必须少于输出电压的 5%,要确保纹波电压不 会触及 OVP 和 UVP,最大峰峰值纹波电压出现在线路频率的二倍处,纹波电流 计算如下:

在两倍线路频率处所需的纹波电流比率是:

还有更高频纹波电流通过输出电容:

在输出电容上整个的纹波电流作为选择输出电容的根据。

输出电压设置点 为减小功耗及减小设置电压的误差,推荐用 1MΩ 作为高端的反馈分压电阻 RFB1,采用多个电阻串联,减小每个电阻承受的电压,用内部 5V 基准计算底部 分压电阻 RFB2,以满足输出电压设置点的目标。

用 13K 给 RFB2,此时输出电压值设置在 391V。 过压保护 OVD,在输出电压超出 5%时动作。

欠压保护 UVD,也在输出电压低于 5%时动作。

用一个小电容放于 VSENSE 到 GND,用于滤除噪声,防止高线空载时的误 触发,增强动态响应。限制此电容值,RC 时间常数要小于 0.1ms。以便不会减 少控制环的响应时间。 环路补偿 补偿元件的选择对于采用 UCC28019 的电流环和电压环很容易设计计算, 用 TI 的网站工具即可。电流环补偿首先确定内部环的变量乘积 M1*M2,用内部控 制器的常数 K 和 KFQ。

VCOMP 的工作点可以从图 13 中找出,设计计算延伸,使用户可以重复选 择合适的 VCOMP 值。对于给出的 M1*M2 的值 0.372us,VCOMP 大约等于 4。 独立的环路因子 M1 是电流环的增益因子。M2 是电压环的 PWM 的斜波的 斜率。用下面的条件计算。 M1 电流环的增益因子:

M2 的 PWM 的斜波斜率:

核实各自的增益因子的乘积,要大约等于上面定出的 M1*M2,如果不是, 则重新计算 M1*M2。

图 13

M1,M2 与 VCOMP 的关系曲线

现在可以计算可变的非线性增益因子 M3。

电流平均极点的频率 f IAVG 选择在 9.5KHz,ICOMP 所需要的电容 CICOMP 用 内部电流放大器的跨导增益 gmi 来决定。

电流环的传输函数可以写出如下:

图 14

电流环的增益幅频特性曲线

电压传输函数 GVL(f)的开环包括电压反馈增益 GFB 与功率级脉宽调制器的增 益 GPWM_PS 的乘积。 其包括脉宽调制器到功率级的极点 f PWM_PS, 结果示于图 15。

图 15 开环电压传输函数的增益频率特性 电压误差放大器补偿用一个零点 f ZERO, f PWM_PS 的极点和 f POLE 位于 20Hz 在 处,抑制噪声,并滑移出增益幅度。整个电压环的覆盖频率 f V 希望在 10Hz 处。 电压误差放大器的补偿元件根据下面的计算选择。

从图 15 和设计计算扩展表来看,电压传输函数的开环增益在 10Hz 处大约 是 0.709dB,估计并联电容 CVCOMP_P 比串联电容 CVCOMP 略小一些,单位增益将 在 f V 处,零点将在 f PWM_PS 处,串联补偿电容由下式决定。

CVCOMP 选择 3.3uF。

RVCOMP 选择 33KΩ 。

CVCOMP_P 选择 0.22uF。 整个闭环传输函数将两极合并给出,如图 16。

图 16 电压环幅频特性 增益表达式如下:

布朗输出保护 选择给 VINS 端的电阻分压器不仅为减小损耗, 还要给 VINS 极低的偏置电流。 RVINS 可能要几百兆。实际目标选用 10MΩ 。假设大约 150 倍的偏置电流流过电 阻分压器。RVINS 将小于 10MΩ 。为了减低噪声,仍旧保持最小功耗,布朗保护在 输入低于最小电压 VAC(OFF)时关断驱动输出。在输入升到 VAC(ON)时再开启。

选择 6.5MΩ 。

VINS 上的电容 CVINS 选择时考虑其放电时间要大于输出电容的保持时间。COUT 的选择要满足保持时间,为 2.5 倍的半线路周期。

采用 UCC28019 设计的 350WPFC 电路如图 17 所示。

图 17

UCC28019 控制的 350W-PFC 电路


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