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电力线通信技术第三章


第三章

目录

? 3.1 信道特性分析

? 3.2 信道建模
? 3.3 对电力线衰减特性的具体测量与 描述

第三章

目录

? 3.1 信道特性分析

? 3.2 信道建模
? 3.3 对电力线衰减特性的具体

测量与 描述

3.1 信道特性分析
从20世纪60、70年代以来,利用10?kV以上中高压电力线 作为信号传输通道的电力线载波电话已经获得广泛的使用,对 高电压电力线进行高频信号传输的研究已经非常深入和成熟。 但是,在220?V/380?V低压配电网络上进行信号传输,与高压电 力线载波通信有较大的区别。 低压配电网络是指低压配电变压器出线侧的用电网络,由于 接到各种用户,所以一般网络负载呈现出不同的特性,这是信 道时变特性的原因。一般低压配电网络被认为不适合作为通信 信道。信道时变影响信道的阻抗、信道衰减与信道噪声,使得 信道变得不可预测。另外,配电网络的整体长度超过配电变压 器所管辖的500?m范围,因此线路噪声也成为影响低压配电网 络数据传输的重要问题。这些性质容易造成较小的数据传输率 或是较大的误码率。

1.1.2 visualSTATE事件处理机制

3.1.1 信道的输入阻抗分析
低压电力线上的输入阻抗是表征低压电力线传输 特性的重要参数。 研究输入阻抗,对于提高发送机 的效率,增加网络的输入功率有重大意义。 低压电力线网络总阻抗主要由三部分组成: ① 变电站的变压器产生的阻抗,它随着频率的 增高而增大; ② 导线的特性阻抗,导线可以看做电阻和电感 的串联,不同导线的特性阻抗相差70~1?000??; ③ 接在电力线上的设备阻抗,一般相差10~ 1?000??,这些设备阻抗有的呈感性,有的呈容性。

在理想情况下,当没有负载时,电力线相当于 一根均匀分布的传输线。由于分布电感和分布电容 的影响,输入阻抗会随着频率的增大而减小。当电 力线上有负载时,所有频率的输入阻抗都会减小。 而实际上,低压配电网络的输入阻抗是随着地 理位置和频率的变化而变化的,与电缆线的型号, 配电网络拓扑结构和线路连接的负载有关。输入阻 抗的变化并不一定符合随频率增大而减小的单调变 化规律,甚至与之相反。为了解释这一问题,可以 将电力线看成一根连接有各种复杂负载的传输线, 这些负载以及电力线本身组合成许多共振电路,在 共振频率及其附近频率上形成低阻抗区。

负载随机的接入低压电网会引起以下两方而 的后果: ① 复阻抗负载与线路形成谐振回路,可形成 阻抗低谷区; ② 动态接入线路的负载不能保证与线路的特 征阻抗匹配,从而引起信号的反射和驻波效应

目前在高压输电线路已经有阻抗匹配监测的电力线 载波系统。监视器的目的是确定当负载和发射器之间的 阻抗失配时提供报警在条件发生。报警输出是基于一个 校准设定点,对应于给定的反射功率水平的百分比,或 反射系数,而不是一个对于给定的阻抗不匹配的实际计 算反射功率的百分比或反射系数。也就是说,该系统通 过由已知的阻抗所带来的反馈系数进行校准。监视器包 括两个重要组成部分,一个定向耦合器和控制器。阻抗 匹配监视器通过定向阻断保护方案已经成功地在 115?kV线路上进行安装。

PLC系统利用射频信号在30?kHz~500?kHz,一个单 频率传输系统如图3.1所示,有一个相同系统在传输线的另 一端。系统是一个并联谐振电路调谐到PLC的频率,从而 呈现高阻抗的载波信号。线路包括调谐器和阻抗匹配变压 器(IMT)。线路调谐器耦合电容形成一个串联谐振电路为 载波信号传输线提供低阻抗路径。IMT在传输线路和通信设 备之间提供阻抗匹配。排流线圈用于提供低阻抗(20~ 200??),而在同一时间提供了高阻抗(通常大于 30?000??)。在载波通信设备通常额定为1?W或额定 10?W。

图3.1 单频率传输系统

图3.1 单频率传输系统

原型控制器开发包括两个主要组成部分,一个微 控制器和模/数转换器(ADC)。通过使用校准设定点 的方法,利用直流电压,原型控制器简化一个简单的 比较功能的软件算法而不是浮点数学运算,以确定报 警点。不同的ADC可以有更多的通道用于连接到更多 的耦合器。微控制器控制的机电继电器提供物理报警 输出,共有两个报警器提供,反射功率百分比( Percent Reflected Power,%RP)报警和硬件故障报 警。反射功率百分比报警的设定值在软件中执行,该 设定值由定向耦合器进入校准电阻和ADC通道传输的 监测计数值决定,这是计算在正向和反向耦合器上的 电压值,在这期间获得的ADC通道数的值用来确定反 射功率百分比报警何时得以启动。设定点ADC计数数 值与比较功能设定值进行比较分析,当ADC通道返回 计算值超过设定计算值时,发起警报。

定向耦合器的原理图如图 3.2所示。该耦合器是Bruene 定向耦合器,该耦合器安装在 发射器和负载之间。至于在有 些情况下,多个发射机通过混 合动力传动装置相结合,通过 线路调谐器,一个耦合器将被 安装在每个发送器输出。由于 耦合器的安装,系统应具有一 系列低阻抗,分流阻抗非常高 的发射器。该耦合器还必须万 无一失,因此,如果一个组件 出现故障,耦合器将不会阻碍 信号的传输。

图3.2 定向耦合的 原理图

3.1.2 信道衰减特性分析

PLC信道表现出了很强的时变性,信道在1?s内对 某一频率信号的衰耗变化可达到20?dB;在1?s内信噪 比的变化也可达到10?dB左右。另一方面,电力线上的 信号衰减随频率增长有增加的趋势,并且频率越高传输 线效应越明显,发生谐振的可能性就越大,导致在某些 频率下衰减会迅速增加。此外,跨相传输时信号衰减比 同相传输时大,这可以通过在相间加电容耦合来消除。 由于各种配电网结构以及负荷不同,很难找到简单的数 学关系。

信道衰减的两个方面:线路衰减和耦合衰减。 线路衰减包括多径传播造成的衰减、线路损耗 以及线路延时。此外,配电变压器阻碍信号的通过 ,在配电变压器原、副两边的信号衰耗可达到60~ 100?dB,次级间也会有20~40?dB的衰耗。配电 变副边两回路之间的导纳参数模型,并对六台配电 变在20~30?kHz的频率范围进行了测量,结果表 明配电变压器副边两回路之间的信号传输衰减随频 率增加而增加,通常连接在两回路之间的负荷能增 进跨回路的信号传输,只要该负荷的等效导纳大于 配电变压器副边两回路的互导纳。

耦合衰减是由发射端和接收端与电力线的阻抗 不匹配造成的。三相电力信道间有很大的信号损失 (10~30?dB)。当通信距离很近时,不同相间可 能会收到信号。载波信号一般只能在单相电力线上 传输;不同耦合方式导致PLC信号的损失也不同, 线-地耦合比线-中线耦合少损失10?dB左右。同时 ,不同相位的耦合也会引起衰耗,跨相传输比同相 传输衰耗大10?dB左右。

电力线上的信号传输不是仅仅发生在发射机和接收机 之间的可见的直接信道中,其他由反射形成的路径也应该 考虑在内。这样的话,电力线信道就应该被考虑成具有频 率选择性衰落的多径传输信道。我们可以以一个简单的例 子为模型来研究这个问题。如图3.3所示,一个由一个分支 构成的连接,分为三个部分:(1)、(2)、(3),长度 分别为l1、l2、l3,特征阻抗分别为ZL1、ZL2、ZL3。为了 简单起见,我们假设A和C是匹配的,即,,则信号将在B 和D点发生反射。这样由于多径反射,将会出现无数的信号 传输路径(如等)。

图3.3 多径传输模型

每一个路径都有一个加权系数,表示沿着这个路径的 反射和传输因子,电力线上的反射和传输因子基本上都 是小于或等于1的,即 gi ≤1 (3-1) 一条路径上的转移和反射越多,加权因子就越小。 而且,路径越长,衰减就越大,通过这条路经传到接收 端的信号能量就越少。这样的话,就可以只考虑有限的N 条主要路径,并且尽量使N越小越好。

另外由于电力线的损耗引起了衰减,衰减随 着频率的增大而增大,并且随着路径的长度和频 率的增加而增加,接收端的信号应该是各条路经 上信号部分的叠加,因此,传输线路的频率响应 可以表示为:
H ( f ) ? ? gi A( f , di ) e
i ?1 N

?

?

? j2 ?f? i

(3-2)

信道损耗是与传输频率和传输线长度有关的 一个信道参数。长度为l的传输线的频率响应H'(f) 可以用复传输常数和距离为x处的电压U(x)来表示 ,复传输常数为:

? ? ( R' ? j? L)(G' ? j?C' ) ? ? ? j?

(3-3)

它由电力线的一次参数R‘、G’、C‘及电力线 的长度l决定。因此

H( f ) ?

U (x ? l) ? e?? ?l ? e?? ( f )?l e? j? ( f )?l U ( x ? 0)

(3-4)

?

考虑兆赫兹的频率范围,单位长度的阻抗与f成 正比,单位长度的导电率G,主要受绝缘材料的损耗 因子的影响,因此,它与f成正比。对于典型几何结构 和材料的线路来说,通常在兆赫兹的频率范围内,有 R' = ?L' 和 G' = ?C',这样,线路可以看做具有实 数特征阻抗的低损耗信道。这样,复传输常数可以简 化为:

? ? k1 f ? k2 f ? jk3 f

(3-5)

式中,k1、k2、k3分别表示电力线的材料和几何 参数的常量、传输常数的实部、衰减因子,随着频率的 增加而增加。

? 然而,对于一条特定的信道, 和 f 的确切关 系,即是 ? 和 f 成正比,还是和 f 正比,还是 和两者都有关系,取决于是 k1还 k 2是起主导作用 。基于这些推导和对测量的频率响应的更进一步 的分析,可以得出对衰减因子的近似方程为:
? ( f ) ? ? 0 ? ?1 f k

?

(3-6)

式中,仅用三个参数就可以表征典型电力线 信道的特征,而这三个参数可以很容易地从测得 的传递函数中得到。

由式(3-4),式(3-6)电力线信道的衰减可由 下式表示,即:
A( f , d ) ? e
?? ( f ) d

?

?e

? (? 0 ??1 f k ) d

? ?

(3-7)

? 虽然式(3-7)由物理效应得出,但是参数 ? 0、 1 和 k 不能很容易地从前面所知的电缆参数中得到。但这 并不能限制这个模型在实际应用中的价值,因为从实际 网络中得到所有的必要的电缆参数几乎是不可能的。一 ? ?和 般的, 0、 1 k 都是由测量得到的传输函数获得的。

信号是多径传播的,同一信号由不同的路径 传播时,会造成不同的延时,这就是信道的延时 衰减。延时与传播距离和传播速度有关,具体表 达式为:
?i ?
di ? r c0 ? di , vp

d 其中 ? i是第 i 路径的延时, i 是第 i 条路径的 v ? 传播距离, i 是传播速度, r 为介电常数,c0为光速 。

3.1.3 信道噪声特性分析
在低压电力线里,噪声源可能是内部的(电网内部) 或外部的(电网外部)。图3.4是一个简单的噪声分类 示意图。

图3.4 噪声分类示意图

(1)有色背景噪声

主要由各种低功率噪声源共同引起,其功率谱密 度随时间变化比较慢,一般为几分钟,甚至几个小 时,它是电力线上各种噪声源产生的组合干扰,主 要是热噪声和小型电动机产生的谐波,其功率谱密 度(PSD)相对比较低,并且随频率变化。其中热 噪声主要由分立元件的电子热运动产生,分立元件 包括电阻、导线等,而小型电动机包括许多家庭用 具,如电钻、搅拌器和电吹风等。

有色背景噪声频谱几乎占据了整个通信带宽,但其功 率普密度不高,且随信号频率增加而降低。这类噪声可以 表示为零均值加性高斯白噪声(zero-mean Additive White Gaussian Noise)。零均值高斯随机过程X(t)在任 意时刻点t的x由下面的高斯概率密度函数描述,即:
? 1 ? x ?2 ? p( x) ? exp ? ? ? ? ? ? 2? ? 2?? ? ? ? ? 1
2

(3-8)

? 式中, 是x的方差,均值为0。中心极限定理指出: 在通常条件下,不管原来的单个分布函数是什么,j 个统 计独立的随机变量之和的概率分布,当 j ? ∞ 时,均为高 斯分布。因而,即使单个噪声的分布不是高斯分布,大量 的噪声之和也会趋于高斯分布。

(2)窄带噪声
窄带噪声绝大多数为调幅正弦信号,主要由中短 波广播站的介入引起。这种噪声的频谱在测量过程中 的宽度要超过1?kHz,可以很明显地与脉冲噪声相互 区别,其干扰可以在任何地方测到,而且会持续很长 时间,几个小时或者是几天。电视机与较高垂直折回 谐波的干扰在所有的地点除了港口都会达到?80?dB, 另外在开关电源存在的情况下,在其他不同的频率( 25?Hz、30?Hz、49?Hz、55?Hz、58?Hz、75?Hz和 82?kHz),这种噪声测量的水平范围都在?60?dB到 ?90?dB之间。

(3)与工频异步的周期性脉冲噪声

这类噪声一般由电视接收机和计算机显示器产 生,脉冲的重复频率依赖于电视机和显示器的扫描 频率标准。对高分辨率和图像偏移质量的追求将使 这些频率越来越高,其频率一般为50~200?Hz, 功率一般不超过?45?dB。

(4)与工频同步的周期性脉冲噪声

主要由与电源同步工作的电力设备引起,特别是整 流二极管的开关,重复频率为50?Hz或100?Hz,脉冲 持续时间非常短,一般为微秒级,功率谱密度随频率 的升高而下降。 这种噪声一般是由于硅控制整流器引起的,在 50?Hz周期内开关数次就是在时域内一系列脉冲噪声或 者是在频域内电力系统中的更高谐波噪声。一般来说 ,这种噪声可以认为周期发生的噪声,但是它一旦发 生就会持续很长的时间。通常在频谱范围(60~ 95?kHz)内测量,频谱密度大约是?70?dB。但高速传 输数据的通信系统由于数据包持续时间短,可在周期 噪声的间隙进行传输,从而降低了这种噪声的影响。

(5)不同步的冲激噪声
主要由网络中电力设备的瞬时开关引起,脉冲持 续时间在几微秒到几毫秒之间,功率谱密度可以比背 景噪声高出50?dB以上。由于不同开关电源在电网中 随机进行切换,脉冲噪声在电网中很短的时间内干扰 整个频带,这会影响到在脉冲发生频率采样点时放入 频率,产生较大的峰值。该噪声的发生完全是人为造 成的。 通过对实测数据的频域分析,这种噪声的能量主 要集中在100?kHz以下,且其发生频率和几kbit/s的 数据传输率相比要低很多,因而对传输系统的影响是 不大的。传输正确率仍保持100%。

一般来说,前三种噪声的幅度均方根值( RMS)随时间变化很慢,因此它们被归为背景噪 声,而后边两种可以认为是冲激噪声,因为它们 的幅度变化很快。由于冲击噪声实际是由供电网 上的用电器产生的,所以电力线噪声可以认为是 背景噪声和附近用电器产生的冲击噪声的混合。

3.1.4 噪声建模方法

因为噪声很难通过单纯的来源分析来准确地描述, 所以所有的现有噪声模型都是基于经验的测量。根据 测量方法的不同,噪声建模可以分为频域建模方法和 时域建模方法。频域建模方法是基于噪声频谱的测量 方法,而时域建模方法是基于时间轴上的噪声波形实 数值的测量的方法。从相关文献上看,背景噪声主要 是在频域上进行建模的,冲激噪声在频域和时域都可 以。

(1) 频域法
在频域有两种方法对背景信号建模。 第一种是谱适应方法,用被测量的噪声的功率谱 密度(PSD)或电压谱密度去适应特定的频率函数。这 种方法能够获得平均噪声谱,但它无法给出任何噪声在 每个独立频率上的随机行为的信息。 为了做到这一点,可以用统计分析的方法把每个 频率上的背景噪声变量表示成特定的概率密度函数( PDF)。因为统计分析可以得到相应的均值和标准偏差 ,所以PDF能够完全描述噪声在某个特定频率的统计特 性。已有的噪声模型中提出的PDF包括“sum of two Rayleigh”分布、正态分布和高斯分布。

(2) 时域法
冲击噪声时域模型可以用三个参数描述:脉冲幅度、 脉冲宽度和到达时间间隔(IAT)。由相关文献可知,时 域模型就是基于这三个参数的统计特性,并且在很多文献 中这三个参数的概率分布曲线都来源于测量。在脉冲宽度 和IAT分布相应地逼近一些指数分布的叠加的假设基础上 ,一些研究者提出用马尔可夫链的来给这些参数的分布建 模,模型中用到的过渡矩阵主要来源于测量。相对于那些 以直接测量为基础的方法,该方法不仅提供了这两个参数 的概率分布,而且给出了分布的时间传递工具。另外一些 研究者直接用Middleton的A组噪声模型来描述冲击噪声的 幅度分布。然而,因为这个模型最初是为人造冲激干扰而 建立的,所以如果把这个模型应用于电力线噪声仍然是不 确定的。

除了上述模型以外,一些研究者已经提出采用 cyclo-stationary噪声模型来同时描述背景噪声和冲击噪 声。这个模型的基础是大量的电力线噪声的改变是和供 电电压的半周期同步的。因此,噪声可以认为是不同频 率和幅度的正弦波之和。 本文选用频域方法来给电力线噪声建模。用统计分 析的方法描述背景噪声,而冲击噪声的建模是以对多种 用电器的噪声频谱的测量为基础的。

3.1.5 噪声建模
为了评估PLC方案的性能,我们需要一个准确的噪声 模型。在这里中,我们提出了一个典型的1~30?MHz带宽 的宽带PLC频域噪声模型,该模型同时考虑了背景噪声和 冲激噪声。背景噪声是根据两个长期的噪声频谱测量而得 到的结果分析为基础的,而冲激噪声是直接从噪声源测量 得到的(也就是各种家用电器)。到达电力线通信(PLC) 接收机的冲激噪声的数量是由噪声源和PLC接收机之间的 传输信道的特性决定的。使用这个模型可以评估电力线噪 声对多个调制方案的影响。这里的评估是以不同方案的误 码率(BER)为基础的。虽然系统的BER事实上是与信道 传输功能和噪声有关,但是本书仅考虑噪声的影响,因为 这里关注的是电力线噪声对PLC性能的影响。

(1) 背景噪声

为了给背景噪声建模,在两个地点,如实验 室和公寓房间,对1~30?MHz的噪声的频谱进行 了长期的测量。在测量中,每隔5?min保存一组频 谱数据,整个测量过程持续一周时间。测量结果 给我们提供了足够的有关背景噪声是如何随时间 和频率变化的信息。

图3.5给出了测量得到的 1/ 2 噪声幅度谱 dB?V / Hz 。从图中 可以看出,噪声谱在低频部分 (1~10?MHz)的值很大, 而在高频部分(10~30?MHz )的值比较小。这是正常的, 因为在电力网中有更多的低频 噪声源,并且短波广播也集中 在这个频带。同时也可以看到 噪声谱在时间轴上变化不是很 明显。 图3.5 噪声幅度谱

这个噪声幅度谱仅仅描述了一般的相对于时间的趋 势,要更进一步地理解噪声在时域的随机行为,就要采 用统计分析的方法。虽然文献中已经建议采用一些PDF ,但经过对上述噪声幅度谱进行广泛的研究后,发现时 域噪声谱的概率分布类似于Nakagami-m分布, Nakagami-m概率密度函数为:
p(r ) ? 2 ? m ? 2 m ?1 e ? ? r ? ( m) ? ? ?
m ? mr 2

?

(3-9)

式中,r是随机变量,p是相应的随机变量的概率, )是Gamma函数,m定义为时间比, ? 是随机变量 ?(· 的平均功率。

Nakagami-m模型经常用来描述多径传播环境中具 有相对大的时延和不同反射波簇的无线衰减信号。因为 电力线有很多的重叠和节点,很有可能表现出这种具有 反射的多径行为。这个模型也可以用来描述从多个独立 的瑞利衰减源积累的干扰信号。在电力网中,虽然从单 个源出来的噪声平均幅度基本保持不变,但是电力网复 杂的散射,最后到接收机的合成噪声可以大致认为瑞利 分布。因为背景噪声是多个瑞利分布噪声源之和,则用 Nakagami PDF表示这种幅度分布是合理的。

从式(3-9)中可以看到, Nakagami 分布由两个参数决定 :m和 ? ,m的值表示Nakagami 分布和Rayleigh分布之间的近似 关系,而 ? 表示随机变量的功率 。如图3.6所示,Nakagami概率 密度函数当m=1时完全和 Rayleigh概率密度函数相同,当 m>1时,Nakagami概率密度函数 比Rayleigh有更小的方差和更大 的均值,m<1时则相反。如果噪 声幅度服从Rayleigh分布,则噪 声的实部和虚部为高斯分布,并 图3.6 Rayleigh分布和 且在这种情况下可以认为高斯白 Nakagami分布比较 噪声。

用最小均方根(LMS)来 匹配,在两个地点测得的噪声 的m和?的剖面图如图3.7所示 。两个地方的剖面图看起来极 其不像,但实际上还是有一些 相似的。它们都表明在高频时 噪声近似为高斯白噪声(m≈1 ),而在低频时噪声方差变大 (m<1)。在实验室, 22?MHz以上时噪声PDF接近 高斯分布,在公寓房间里,则 为8?MHz以上。 图3.7 PLC频率范围内 m和??的剖面图

图3.8表明,在实验 室测量所得的PDF非常 好的逼近模型PDF,在 公寓房间里可以得到同 样的结果,这就说明用 Nakagami分布来给背景 噪声建模是合适的。

图3.8 实验室内5~25 MHz测量 和模型PDF比较

(2) 用电器噪声
通过测量同样可以得到各种用电器的噪声谱, 测定用电器噪声谱的步骤可以分为三步: ? ① 测量不连用电器情况下背景噪声谱; ? ② 把用电器连到电力网上测量背景噪声和用电器噪 声的混合; ? ③ 用第②步测得的谱减去第①步测得的谱,就可以 得到用电器噪声的谱。 计算中用到的噪声谱应该是功率谱,这是因为从 各种源产生的噪声是非相干的,它们可以在功率上 结合而不是幅度。

测得的几种用电器的噪 声谱如图3.9所示,很明显, 除了荧光灯和吸尘器,大部 分的用电器在1~30 MHz频 带内对噪声影响不大。

图3.9 几种用电器噪声幅度谱

(3)接收机噪声
在设计PLC系统时主要考虑的是,到达PLC接收机的 噪声量或接收机的信噪比(SNR)。接收机噪声可以认为 是背景噪声和图3.10所示的附近用电器产生的噪声的混合。 H Si ( f )是由第 i个噪声源(或用电器)产生的噪声功率谱,i ( f ) 是由第 i个噪声源位置到接收机信道的传递函数,Si ( f ) ? Hi ( f ) 则就是第个噪声源对接收机噪声谱的影响。

图3.10 整个接收机噪声模型说明

由于用电器都是独立运行的,所以噪声信号是非 相干的,到达接收机的总的用电器噪声是由各种用电 器的噪声功率谱的和决定的。到达接收机的总的噪声 Srx _ appliance ( f )则可以表示为:
Srx _ appliance ( f ) ? ? Si ( f ) H i ( f )
i ?1 N

?

2

(3-10)

根据式(3-10),接收机的总噪声为背景噪声和到 达接收机的总用电器噪声之和,即:
Srx ( f ) ? Sbackground ( f ) ? Srx _ appliance ( f ) ? Sbackground ( f ) ? ? Si ( f ) ? H i ( f ) (3-11)
2 i ?1 N

为检验上述噪声模 型,可以构建如图3.11 所示的测试网络。选用 荧光灯和吸尘器作为主 要负载,是因为它们的 噪声谱是非常重要的, 用做测试也是合适的。 测试工具连到网络的 Port1,测量所得噪声谱 和模型的噪声谱对比如 图3.12所示,这两个结 果是非常相近的,检验 说明这个方法是非常准 确的。

图3.11 噪声模型检验网络

图3.12 测试网络接收机测量 噪声谱与模型噪声谱对比

(4) 噪声Axis-PD确定
正如前面部分描述的一样,在一个频率上的背景 噪声服从Nakagami-m分布。为了研究这种噪声对调 制方法的影响,就需要确定噪声的Axis-PDF。AxisPDF表示噪声在实轴和虚轴的概率分布函数。例如, 加性高斯白噪声(AWGN)的幅度服从瑞利分布, 它在实轴和虚轴都具有高斯分布,因此AWGN的 Axis-PDF就是高斯分布。运用噪声Axis-PDF知识, 可以预测噪声影响下的调制方案的误差性能。

电力线背景噪声的幅度PDF如式(3-9)所示,如 果假定噪声相位服从 ?? 到 ? 的均匀分布, 令噪声幅度 变量为x,相位变量为 ? ,噪声实部为y,则:
p( x) ? 2 ? m ? 2 m ?1 ? ? x e ? ( m) ? ? ?
m ? mx 2

?

(3-12) (3-13)

y ? x cos(? ) ? x ?

?

y cos(? )

则:

dy ? cos(? ) dx

(3-14)

如果噪声相位 ? 被认为是恒定的,即:

p( x) dx ? p( y) dy
则y的PDF可以用下式确定:
p( x) 2 ? m ? 2 m ?1 p( y) ? ? ? e ? ? x dy / dx ?(m) cos(? ) ? ? ?
m

?

?

(3-15)

?

?

?

mx 2 ?

2y ? m ? ? ? cos2 (? ) ? ? ? e 2m ?(m) cos (? ) ? ? ?

2 m ?1

m

my 2

?

(3-16)

然而,因为 ? 是均匀分布的随机变量,则y和 ? 的联合概率密度函数为
2y ? m ? ? ? cos2(? ) 1 p ( y ,? ) ? ? ? ? e ?(m) cos(? ) ? ? ? 2?
2 m ?1 m my 2

?

y ?m? ? ? ? e 2m ? ? ?(m) cos (? ) ? ? ?

2 m ?1

m

?

my 2

?

? cos2 (? )

(3-17)

从式(3-17)可得,y ≥ 0 时的PDF为
p ( y ) ? ? p ( y ,? )d?
?
? 2 ? ? 2
2 m ? my ? ? 2 m ?1 2 y ?m? ? cos (? ) ? ? d? ? ? e 2m ? ? ?(m) cos ( m) ? ? ? ? ? ?

?? ?2

?

?

(3-18)

??

? 2 0

? ?? m ? y ? ?? ? e 2m ? ? ?(m) cos (? ) ? ? ? ?
2 m ?1 m

?

my 2

?

?

? cos 2 (? )

d?

假定相位是均匀分布的,y<0的概率和y>0的概 率是相同的。然而,式(3-18)中的积分不易解出 ,这里用累加和给出了一个近似值,如式(3-19) 所示。
4 p( y ) ? N ?m? ? ? ? e ?i ???? ? i ?0 ?(m) cos 2 m ? ? ? 2N ?
N ?1

y 2 m ?1

m

?

?

?

my 2 ? i ?? ? ? cos2 ? ? ? 2N ?

(3-19)

式中,N是累加的项数。

这个结果已经通过仿 真检验过了,如图3.13所 示。仿真的PDF是由大量 仿真噪声随机变量得到的 ,这些噪声幅度服从 Nakagami分布,相位服从 均匀分布,模型的PDF是 由式(3-19)计算得出的 。这两个PDF相互接近说 明式(3-19)导出的Axis图3.13 均匀分布相位和Nakagami PDF是正确的。在噪声幅 分布幅度且m=0.7的随机变量的 度Axis-PDF的帮助下,就 仿真和模型Axis-PDF对比 可以研究电力线噪声环境 下的误差性能。

第三章

目录

? 3.1 信道特性分析

? 3.2 信道建模
? 3.3 对电力线衰减特性的具体测量与 描述

3.2 信道建模
在已有的传输模型中,最主要的两个因素为:模型参 数和模型算法。这两个因素决定了模型的可靠性和精确度。 从得到模型参数的方法来看,建模技术可以分为两类 :top-down和bottom-up。 在top-down方法中,参数主要是来自于测量,这种方 法的计算量很小且容易实现,缺点是依赖于测量结果,模型 倾向于测量误差。 bottom-up方法从模型参数的理论推导入手,相比于前 一种方法它计算量很大,但是它能很清楚地描述网络行为和 模型参数之间的关系,并且因为所有的参数都是可以用公式 表示的,所以这种模型更加通用和灵活,可以很容易地预见 传输函数的变化。

根据模型所用的算法,以上所说的建模方法可 以在时域或频域实现。 在时域建模中,电力线信道被当做一个多径的 环境,可以用反射模型来表示其物理特性。这种模 型在top-down方法中可以简单地实现,但采用 bottom-up方法时,是根据后向反射可以忽略的近 似。另外,当多个分支连接到一个节点上时反射模 型就变得相当的复杂。 在频域建模时,网络可以看做很多级联的部分 的组合。整个网络的行为可以通过级联的各部分的 传输矩阵或散射矩阵来描述。这种方法的主要优点 是它可以考虑所有的信号的反射而不管网络的复杂 性。

3.2.1 时域模型
在3.1.2节中,由式(3-2)所示的多径传输表达式 和式(3-7)所示的频率和长度的衰减表达式,我们可 以得到:

H ( f ) ? ? gi ( f )e
i ?1

N

? g ( f ) ? (? 0 ??1 f k ) di ? j2 ?f? i

e

e

(3-20)

式(3-20)通过延时部分和低通特性描述了信号 沿着一条路经传输的情况,并且通过衰减部分表示了 随着长度和频率的增加,衰减增加的情况。加权因子 g i 概括了沿着一条路径的反射和传输因子。由于反射 点可能会体现复数的和与频率有关的值,因此 g i 通常 是复数的和随频率变化的值。N条路径上的信号部分在 接收点上应该叠加起来。

进一步分析可以发现,加权因子 g i 可以简化,使它虽 然仍是复数值但不随频率变化。实际上,在很多情况下 g i 甚至可以认为实数值。在多机种网络中,存在着许多条路 径拥有相同的延时的情况,因此对于每条路径的 g i ,不需 要都找到它的物理根源。从多径的角度来看,g i 只是简单 地表示路径 i 的权值,得到的最终频率响应当为:
H ( f ) ? ? gi e
i ?1 N ? (? 0 ??1 f ) d j
k

e

?d ? ? j2 ?f ? i ? ? vp ?

(3-21)

i: 路径的条数,这里延时最短的路径标为i=1 ?0,?1:衰减参数衰 K:减因子的指数(典型值在0.5到1之间) gi: 路径i的加权因子,通常为复数,可以看做反射因子 和传输因子的联合体现 di:路径i的长度 ?i:路径i的延时

式(3-21)表示一个参量模型,描述了典型电力线信 道的复杂的频率响应,它的参数很少,但是包含了 500?kHz到20?MHz频率范围内的几乎所有信道传输特性。 而且,路径的条数N可以用来控制模型的准确性,这在分 析电力线信道性能时,对定义参考信道尤其重要。

? ?

?
?

然而,应该看到,多径模型在本质上是对电 力线信道的不完全描述,并且存在如下的缺点: 这个模型所依靠的参数只有在实际的信道传输函 数被测量得到后才能够估计出来; 没有考虑由寄生电容和寄生电感所引起的谐振效 应; 对于室内的情况,在计算每一条存在的路径的延 迟、振幅及相移需要很大的计算量; 没有考虑电缆的细节和接地。

3.2.2 传输矩阵模型
二端口网络的示意图如图3.14所示,根据传输线 的理论可知,任意一个均匀传输线都可以用一个二 端口网络(2PN)表示,从而取代一个分布参数电路。 在传输线理论中,表示一个2PN的一般的方法就是使 用传输矩阵T。

图3.14 二端口网络示意图(2PN)

1. 二端口网络的传输举证
图3.14所示的二端口网络的电压电流的关系为:

V1 A B V2 V2 ? ? Tf I1 C D I 2 I2

(3-22)

式中,A、B、C、D是频率的复值函数,它们描述了一 个二端口网络的电气特性,定义如下:
A? V1 V2
B?
I2 ?0

V1 I2

C?
V2 ? 0

I1 V2

D?
I2 ?0

I1 I2

(3-23)
V2 ? 0

将 (V2 , I 2 ) 表示成 (V1 , I1 ) 的函数,有:
V2 A B ? I2 C D
?1

V1 V1 1 D B V1 ? ? Tb I1 AD ? BC C A V2 I1

(3-24)

考虑到电流从源流向负载作为正,我们在式(3-24)中 改变了B和C的符号。通常我们将式(3-22)和式(3-24) 中的 Tf 、Tb 分别称为前向传输矩阵和后向传输矩阵。

对于如图3.14所示的二端口网络,根据参数A、B、C、 D我们可以得到:
源电压 : 负载电压: 输入阻抗:

VS ? V1 ? I1ZS

V2 ? I 2 Z L
Z in ( f ) ? AZ L ? B CZ L ? D

(3-25)

用负载电压与源电压的比值表示传输函数,可得:
V2 ZL H( f ) ? ? VS AZ L ? B ? CZS Z L ? DZS (3-26)

2. 传输线的参数A、B、C、D
均匀的双导体传输线的参数A、B、C、D和相应 的前向传输矩阵Tf为:
? ? A ? D ? cosh ? l ? ? B ? Z 0 sinh ? l ? 1 ?C ? sinh ? l Z0 ?

?

cosh ? l Tf ? 1 sinh ? l Z0

Z 0 sinh ? l cosh ? l

(3-27)

l ? 式中, 、 和 Z 0 分别是导线的长度、传输常数和 电缆的特性阻抗。Tf的元素满足以下特性 :

?在任何频率A=D; ?在任何频率B C; ? ?det(T)=AD-BC=1。

从式(3-22)和式(3-24)可得:
Tf ? (Tf )?1 ? Tb
(3-28)

由式(3-22)可知,电缆的2PN模型是一个互 易的2PN,由式(3-25)可知电缆是一个对称信道, 也就是说不管从那一端驱动都会得到相同的值。

3. 典型的传输矩阵
(1)并联电阻

任何接入电缆的分支都会用到分路抽头,这种情况 不管是在室内还是在室外的线路都是普遍存在的。分支 的终端可能是开路或是短路。分路抽头可以看做一个三 端口部分,但是其中一个端口表示为一个负载。这种情 况仍然可以用一个级联的2PN模型来表示,因为分路抽 头可以认为跨接到两条线上的并联阻抗,阻抗大小等于 分路抽头的输入阻抗。

因此,分路抽头的前向传输矩阵为:
TBT ? 1 1 Z inBT 0 1

(3-29)

式中,分路抽头的输入阻抗Z inBT可以用式(3-25) 计算得到。如果分支接入是非终止的,如无穷大的负载 ,由式(3-25)可知输入阻抗变成
Z L ?∞

lim Zin ( f ) ? lim

AZ L ? B A ? Z L ?∞ CZ ? D C L

(3-30)

从而

TBT

1 ? C A

0 1

(3-31)

(2)串联阻抗 双导体传输线中其中一条电缆的串联阻抗的前向 传输矩阵为 1 ZSE TSE ? (3-32) 0 1 (3)变压器 电路中差分电路和共模电路是通过变压器来连接 的。匝数比为的变压器的前向传输矩阵为
TTR ? k 0 0 1/ k

(3-33)

(4)级联准则 通常来说,传输线都是由几部分构成的,并且每一部分 可能是由不同长度的不同电缆构成的。传输矩阵的一个重要 的作用就是让我们很容易地处理串联的2PN网络。对一个给 定的网络,总的传输矩阵可以使用级联准则得到。如果是网 络第部分的前向传输矩阵,则由N部分构成的网络的总的前 向传输矩阵可由以下的关系得到:

Tf ? Tf(1) ? Tf(2) ?L ? Tf( N )
同样地,总的后向矩阵 Tb 为

(3-34)

Tb ? (Tf ) ? (T

?1

( N ) ?1 f

)

? (T

( N ?1) ?1 f

)

?L ? (T

(1) ?1 f

)

(3-35)

每一个前向矩阵Tf(i ) 都具有式(3-27)所具有的 形式,所以满足所有式(3-28)所示的特性,特别是 由式(3-28)的特性式(3-25),我们可以得到:

Tb ? (Tf )?1 ? Tf( N ) ? Tf( N ?1) ?L ? Tf(i )

(3-36)

4. 传输函数的分析计算

等效的级联2PN 如图3.15所示,因为 这个电路三导体的传 输线连接模型可以看 做由双导体的传输线 通过变压器耦合的, 从而可以用图3.15来 表示图3.14所示的连 接。 图3.15 电力线连接电路模型

根据前面的分析,分路抽头可以看做一个三端口的网 络,并且其中的一个端口可以看做一个负载阻抗,变压器 表现为跨接在中性线和火线之间的一个并联阻抗,并且阻 抗值为从变压器看进去的输入阻抗值。从而我们可以用图 3.17来表示图3.16所示的级联的二端口网络。

图3.16 级联等效电路

? ? ? ? ?

图3.17 级联网络的等效框图 图3.17的定义说明: TL 表示长度为L的电缆的前向矩阵T; TL (BTU) 表示分路插头的前向矩阵; T60(BTS)表示主干电缆上短路的分路插头的前向矩阵; Tbrk 表示断路器的前向矩阵T; Z B 表示伴随电路的输入阻抗。

从而从X到Y的总的传输矩阵可以由级联准则得到,从 而我们可以用图3.14所示的简单的2PN电路来表示一个电 力线连接。从X到Y的总的传输矩阵T为:
(BTU) (BTS) (BTU) TXY ? T25 T15 T25 T60 Tbrk T25 T25

?

? ?

? ? ?

AXY ? CXY

BXY DXY

(3-37)

一旦得到端对端的电路的传输矩阵,我们就可以得到 传输函数
H XY ( f ) ? AXY Z Y ? BXY ZY ? CXY Z X Z Y ? DXY Z X

(3-38)

采用传输矩阵来描述电力线连接的行为,可以揭示传 输函数一个很有趣的特性,即对称性。 法国Orange实验室近年来对电力线通信信道进行深入 的研究,通过对电力线通信网络100?MHz信道带宽进行实 地检测和仿真,将信道分为7个类型,如图3.18所示。

图3.18 信道分级图1

根据香农定理和相同参考噪声影响,研究人员将信道质 量分为9个等级,如图3.19所示。

图3.19 信道分级图2

每个等级对应的具体的信道类型,如图3.20所示。

图3.20 信道分级图3

Orange 实验室根据不同的信道等级,进行平均衰 减模拟和平均相位建模,根据频谱中峰宽和峰高的清 晰度,用统计学的方法拟合相同信道质量等级下的不 同传输函数。这样的分级方法也已经得到越来越多研 究机构的认可,以此为基础,重新开展了相干带宽和 延迟扩散性的研究。 在Orange 实验室信道质量等级分类的基础上,根 据估计的信道熵和功率延迟谱进行理论分析,获取信 道信息,也将成为研究信道带宽和信道质量关系的有 效手段。

第三章

目录

? 3.1 信道特性分析

? 3.2 信道建模
? 3.3 对电力线衰减特性的具体测量与 描述

3.3 电力线衰减特性的具体测量与描述
假定在电力线中信号的传输速度大约为光速的 60%,如果信号频率为100?kHz,则反射损耗发生在 450 m处,同样当信号频率为10 MHz时,反射损耗 发生在4.5?m处。因此,可以断定,由于反射所引起 的信号衰减在MHz频带内比在kHz频带内更容易发生。 基本上反射和分支到终端之间的距离有很大的关系, 然而,因为分支的数量和这个距离是变化的,并且 在实际的电力线配置中是杂乱混合的,所以在各种 频率都可能发生反射。当这些因素都发生时,一个 预想不到的大的衰减就会在一个特定的频率发生, 这就是所谓的频率选择性衰减。

我们进行了大量的的测量,测量的设置参数为: ? 测量的开始频率1.5?MHz; ? 测量的结束频率30?MHz; ? 信号发生器的输出5?Vp?p(50 ?阻抗输出)。 最后的结果是电力线通信信号的衰减为?30?dB~ ?80?dB。我们分析了电力线长度和分支数量与衰减的 关系,具体结果如下。

3.3.1 由于电力线的长度引起的信号衰减
为了检验电力线长度和信号衰减特性之间的关系 ,我们设置了两个测量点在同一个电力线网络中,两 者的区别是电力线的长度,如图3.21所示。

图3.21 不同电力线长度测量

图3.22显示了在不同的传输距离上信号的衰减特性 。这里两个接收点的分支数相同。结果显示,当电力线 长度越大,信号的衰减越明显(这个结果是显然的)。 另外,信号的衰减往往发生在分支节点或不同种类电缆 的节点的反射(多径)。在图3.22中可以发现一个明显 的衰减在接收点2的17~19 MHz,这是因为在电线上存 在阻抗变化点。

图3.22 不同长度的信号衰减

3.3.2 分支造成的衰减

图3.23配置 的测量方案用 来检验分支的 数量对信号衰 减特性的影响, 图3.24为测量 结果。

图3.23 不同分支数量测量

图3.24 不同分支引起的信号衰减

在这次测量中,电力线的长度随着分支数量的变化也 发生了变化,但是长度的变化大约是12 m,如图3.25所示 ,当长度的变化在20 m时长度对信号的衰减特性的影响不 是很大。考虑到这一点,图3.26所示的结果是分支数量与 信号衰减特性之间的关系。从结果上看,当分支数量增大 时,衰减变得非常明显。这是因为随着分支数量的增大, 由此造成的反射增大所引起的。

图3.25 不同环境下的信号衰减测量

图3.26 不同环境下的信号衰减

3.3.3 相同长度和分支数情况下的衰减
这里我们选择电力线长度和分支数都相同的两个 地点分别测量信号的衰减,来检验具有相同的长度和分 支数的地点的信号衰减特性。 在电力线上不同地点,如10 m和40 m的信号衰减 特性如图3.25所示。虽然两个地点的电力线配置(如长 度、分支数)相同,但是在不同的地点,每个频率上衰 减的变化是很明显的。这主要揭示了信号的衰减特性与 环境的影响(如时间、用电设备)有很大的关系。即使 在相同的配置下不同的环境下衰减也不一样,这正说明 了电力线通信信号的衰减特性的复杂性

思考题
? 1.比较其他有线信道和无线信道,分析电 力线信道如何面对看似没有优势的竞争。 ? 2.查找信噪比和信道估计的相关资料,着 重于其中一个技术点,写一篇小论文。 ? 3.如何理解信道的特性阻抗?为什么要进 行阻抗匹配? ? 4.引入二端口网络的根据是什么?意义是 什么?


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