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三相异步交流电机变频调速控制系统毕业设计主体


中文摘要
随着电力电子技术的发展, 以及各种新型控制器件和先进控制方法在电机调速系统中的 应用,交流电机控制精度得到了极大的提高。为了满足高性能、节能和环保的要求,交流电 机调速以其特有的优点,正逐步取代直流调速,在电气传动领域中扮演着重要的角色。 本课题主要针对交流异步电机变频调速控制系统进行了研究和探讨,提出了相应的软、 硬件设计方案,以 TI 公司的电机专用控制芯

片 DSP TMS320LF2407A 为控制核心,采用 V /F 控制和空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)相结合的控制方法,实现了对交流异步电机变 频调速控制。 论文阐述了交流异步电机的数学模型和变频调速原理;设计了以 DSP 最小系统为核心 的控制电路、变频主电路、信号采集电路等;在 CCS 集成开发环境下,采用 C 语言编程实 现了上述的变频调速控制策略;同时为了实现该控制系统的灵活性,还采用 VC++编写了上 位机控制程序,使 PC 机通过串口对 DSP 进行控制,并将电机的运行状态在 PC 机上显示; 还扩展了 CAN 总线,方便了电机的多机控制和远程控制。 论文最后给出了实验结果和波形分析。 结果表明了该变频调速控制系统具有良好的动静 态调速性能,验证了系统设计的有效性和可行性。 关键词:DSP、SVPWM、交流异步电机、变频调速 关键词

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中文摘要........................................................................................................................................... 1 ABSTRACT .................................................................................................... 错误!未定义书签。 错误!未定义书签。 第一章 绪论..................................................................................................................................... 4 1.1 本课题研究的背景和意义 ...................................................................................................... 4 1.2 交流电机变频调速的发展概况 .............................................................................................. 4 1.2.1 电力电子技术的发展 ................................................................................................ 4 1.2.2 变频调速控制理论的发展 ........................................................................................ 5 1.2.3 电机控制芯片的发展 ................................................................................................ 6 1.3 本课题研究的内容 .................................................................................................................. 7 第二章 交流异步电机的数学模型 ................................................................................................. 9 2.1 异步电机的原始数学模型 ...................................................................................................... 9 2.2 坐标变换................................................................................................................................ 11 2.2.1 从三相到两相的静止坐标变换(3s/2s) .............................................................. 11 2.2.2 从两相静止到两相旋转的坐标转换(2s/2r) ...................................................... 12 2.3 交流异步电动机在不同坐标系的数学模型 ........................................................................ 13 2.3.1 在两相静止坐标系的数学模型 .............................................................................. 13 2.3.2 在两相旋转坐标系的数学模型 .............................................................................. 13 2.4 本章小结................................................................................................................................ 14 第三章交流异步电机变频调速原理 ............................................................................................. 15 3.1 V/F 控制原理 .................................................................................................................... 15 3.2 电压空间矢量(SVPWM)控制原理 .......................................................................................... 16 3.2.1 电压空间矢量的三相功率逆变器 .......................................................................... 16 3.2.2 基本电压空间矢量的形成及作用时间的计算 ...................................................... 16 3.2.3 用 DSP 实现 SVPWM 的两种方案 .............................................................................. 19 3.3 本章小结................................................................................................................................ 20 第四章 变频调速系统的硬件电路设计 ....................................................................................... 21 4.1 系统硬件结构........................................................................................................................ 21 4.2 主电路设计............................................................................................................................ 21 4.2.1 整流电路 .................................................................................................................. 21 4.2.2.滤波电路 ............................................................................................................... 22 4.2.3 逆变电路 .................................................................................................................. 23 4.2.3.1 智能功率模块 IPM ............................................................................................ 23 4.2.3.2 IPM 的选用 ........................................................................................................ 23 4.2.3.3 IPM 外围接口电路设计 .................................................................................. 26 4.3 信号采集电路设计 ................................................................................................................ 28 4.3.1 HCNR200 简介 ........................................................................................................ 29 4.3.2 电压电流采集电路设计 .......................................................................................... 29 4.4 控制电路设计........................................................................................................................ 30 4.4.1 主控芯片 TMS320LF2407A 介绍 .............................................................................. 30 4.4.2 DSP 最小系统设计 .................................................................................................. 31 4.4.3 DSP 外围接口电路设计 ........................................................................................ 34 4.5 本章小结................................................................................................................................ 35

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第五章变频调速系统的软件设计 ................................................................................................. 36 5.1 系统软件整体设计 ................................................................................................................. 36 5 .2 CCS 集成开发环境概述 ........................................................................................................ 37 5.3 系统程序设计及说明 ........................................................................................................... 38 5. 3.1 程序工程的建立 ..................................................................................................... 38 5.3.2 程序说明 .................................................................................................................. 39 5.3.3 Q 格式说明 .............................................................................................................. 40 5.4 本章小结................................................................................................................................ 41 第六章实验结果及分析 ................................................................................................................. 42 1.实验系统图............................................................................................................................... 42 2.电压空间矢量波形 ................................................................................................................... 42 3.死区时间观测........................................................................................................................... 43 4.不同频率的 PWM 输出波形观测 ............................................................................................... 44 总结................................................................................................................................................. 46 参考文献......................................................................................................................................... 47 致谢................................................................................................................................................. 49

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第一章 绪论
1.1 本课题研究的背景和意义
电机调速广泛应用于我们的生活、生产的各个领域中,例如:机床、电动工具、电动机 车、机器人、家用电器、计算机驱动器、汽车、轮船、轧钢、造纸和纺织行业等等。据报道, 世界上大约有 100 亿以上各种电机在工作。近年来,我国空调一年的产量就 1000 多万台, 每台都需要电机调速控制,可见电机调速应用市场非常庞大。 电机分为直流电机和交流电机两大类。 直流电机由于其便于控制和控制精度比较高的特 点,在很长一段时间内被广泛应用,被人们认为难以被其他电机所取代。但随着电力电子技 术的发展、 各种新型控制器件和先进控制方法的在电机调速系统中的应用, 使交流电机控制 精度得到极大的提高;另外,由于交流电机,特别是笼型式异步电机具有结构简单牢固、制 造成本低廉、运行方便可靠、环境适应能力强以及易于向高电压、高转速和大容量方向发展 等优点,过去直流电机占主导地位的调速传动领域将逐渐被交流电机所占领。 另一方面,随着世界经济的不断发展,科学技术的不断提高,环保和能源问题同趋成为 人们争论的主题。充分有效地利用能源已成为紧迫的问题。就目前而言,电能是全世界消耗 最多的能源之一,同时也是浪费最多的能源之一,为解决能源问题必须先从电能着手,其中 起代表性的就是电机的控制。在发达国家中生产的总电能有一半以上是用于电机的能量转 换,这些电机传动系统当中 90%左右的是交流异步电机。在国内,电机的总装机容量已达 4 亿千瓦,年耗电量达 6000 亿千瓦时,约占工业耗电量的 80%。并且使用中的电机绝大部分 还是中小型异步电机,加之设备的陈旧,管理、控制技术跟不上,所浪费的电能甚多。因此, 电机的变频调速控制越来引起人们的重视, 同时对变频调速驱动系统也提出了高效率、 高精 度、高可靠性、多功能、智能化、小型化、低成本等要求。可见,异步电机的变频调速系统 的研究具有重要意义。

1.2 交流电机变频调速的发展概况
现代电力电子、微电子技术和计算机技术的飞速发展,以及控制理论的完善、各种工具 的同渐成熟,尤其是专用集成电路、DSP 和 FPGA 近年来令人瞩目的发展,促进了交流调速 的不断发展。目前交流电机变频调速控制己经成为一门集电机、电力电子、自动化、计算机 控制和数字仿真为一体的新兴学科。

1.2.1 电力电子技术的发展
电力电子器件是现代交流调速装置的基础,其发展直接决定和影响交流调速的发展。 20 世纪 50 年代出现硅晶闸管 SCR 60 年代出现门级可关断晶闸管 GTO 70 年代出现巨型晶体管 GTR(也称 BJlrl 和功率场效应晶体管 MOSFET

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80 年代相继出现绝缘栅双极型晶体管 IGBT 和绝缘栅双极型门控晶闸管 IGCT 90 年代出现智能功率模块 IPM。 SCR 开关器件输出的电压或电流含有大量的谐波,造成电机转矩脉动大,严重影响了调 速系统的性能; GTO 是高电压大电流全控型功率器件,容量大,但关断能耗大: GTR 是电流驱动器件,通态压降低,容量没有 GTO 大,但功耗大,调制频率不高,噪声 大,现趋于淘汰中。 MOSFET 是电压型驱动器件,开关频率高,驱动功率小,安全工作区广,但耐压不高: GBT 集 GTR 和 MOSFET 的优点于一体,是目前变频调速系统和通用变频器中使用最广泛 的主流功率器件之一。 IPM 是先进的混合集成功率器件,由高速低耗的 IGBT 和优化的门极驱动及保护电路构 成,采用了有电流传感器功能的 IGBT,能连续监控功率器件电流,从而实现高效的过电流 保护。由于 IPM 集成了过热保护电路和锁定保护电路,系统可靠性得到进一步提高。

1.2.2 变频调速控制理论的发展
一 V/F 控制 早期变频系统都是采用开环恒压 LL(V/F=常数)的控制方式,其优点是控制结构简单、 成本较低,缺点是系统性能不高。具体来说,其控制曲线会随着负载的变化而变化,转矩响 应慢, 电压利用率不高, 低速时因定子电阻和逆变器死区效应的存在而性能下降稳定性变差 等。因此这种控制方式比较适合应用在风机、水泵调速场合。 随后发展的转差频率速度闭环控制系统虽然说基本上解决了异步电机平滑调速的问题, 同时也基本上具备了直流电机双闭环控制系统优点, 结构也不算复杂, 已能满足许多工业应 用的要求。然而,当生产机械对调速系统的动静态性能提出更高要求时,上述系统性能还是 不及直流调速系统。 原因在于其控制系统规律是从异步电机稳念等效电路和稳态转矩公式推 导出的平均值控制, 在忽略了过渡过程的前提下做出较强的假设, 这就使得设计结果与实际 相差很大,系统在稳定性、起动及动态响应等方面的性能还不能满足工业系统的需求。 二 矢量控制 交流传动理论在 70 年代获得了突破性的发展。德国西门子公司的 F.Blaschke 等提出 的“感应电动机磁场定向的控制原理”和美国 P.C.Custman 和 A.A.Clark 提出的“感应 电机定子电压的坐标变换控制”奠定了矢量控制的基础。这种理论的出发点是:考虑到交流 电机的非线性、多变量、强耦合的时变系统,通过坐标变换重建电动机模型即可等效为一台 直流电动机。其后,随着现代控制理论、微处理技术电力电子技术的不断发展与应用,矢量 控制的交流调速系统进入了伺服控制的高精度领域,而且实现了无速度传感器的矢量控制。 然而矢量控制在实际系统中存在很多问题, 即转子磁链难以准确观测, 系统特性受电机参数 变化影响较大, 以及在模拟直流电动机控制过程中所用的矢量旋转坐标变换的复杂性, 使得 实际控制效果难以达到理论分析的结果, 虽然传动领域的专家们针对矢量控制上的缺陷做过 诸如参数的实时辨识(补偿)以及使用状态观测器等现代控制理论进行研究, 但是这些方案的 引入使得系统复杂化,控制的实时性和可靠性降低了。 三 直接转矩控制 1985 年德国鲁尔大学 DePenbrock 教授首先提出直接转矩控制理论(DTC)。直接转矩控 制与矢量控制不同,DTC 摒弃了解藕的思想,取消了旋转坐标变换,简单的通过检测电机定 子电压和电流, 借助瞬时空间矢量理论计算电机的磁链和转矩, 并根据与给定值比较所得差 值,实现磁链和转矩的直接控制。直接转矩控制技术是用空间矢量的分析方法,直接在定子

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坐标系计算与控制交流电动机的转矩, 采用定子磁场定向, 借助离散的两点式调节器产生脉 宽调制(PWM)信号,直接对逆变器的丌关状态进行最佳控制,以获得转矩的高动态性能。 直 接转矩方法优点在于: 直接在定子坐标系上分析交流电动机的数学模型、 控制电动机的转矩 和磁链, 省掉了矢量旋转变换等复杂的变换和计算。 大大减少了矢量控制技术中控制性能易 受参数变化影响的问题。 直接转矩方法缺点在于: 由于直接转矩控制系统是直接进行转矩的砰一砰控制, 避开了 旋转坐标变换,控制定子磁链而不是转子磁链,不可避免地产生转矩脉动,降低调速性能, 因此只能用在对调速要求不高的场合。同时,直接转矩系统的控制也较复杂,造价较高。 近几年,直接转矩控制不断得到完善和发展,特别是随着各种智能控制理论的引入,又 涌现了许多基于模糊控制、 神经网络控制的直接转矩控制系统, 控制性能得到进一步的改善 和提高。 电压空间矢量(SVP 删)控制 1987 年日本的 GIFU 大学的 YoshihiroMural 教授在 IEEE 上发表《全数字化逆变器的新 型 PWM 方法》一文,由此标志着 SVPWM 调制技术的正式问世。 随即于 1992 年,Yoshihiro Mural 教授在 IEEE 上发表《感应电动机传动中减少谐波的 高频劈零矢量 PWM》。在 SVPWM 高频调制中,Yoshihim Mural 教授引入劈零矢量,减少了电 流谐波,使得低频时电动机运转得更加平滑。 SVPWM 调制技术一问世就受到人们的高度重视, 其独特的矢量调制方式, 把电动机与 PWM 逆变器看为一体, 着眼于如何使电动机获得幅值恒定的圆形磁场为目标, 他以三相对称正弦 电压供电时交流电动机中的理想磁链圆为基准, 用逆变器不同的开关模式所产生的磁链有效 矢量来逼近基准圆; 即用多边形来近似逼近圆形, 理论分析和实验都表明 SVPWM 调制具有转 矩脉动小,噪音低,直流电压利用率高(比普通的 SPWM 调制约高 15%)等优点。目前己在通 用变频器产品中得到了广泛的应用。

1.2.3 电机控制芯片的发展
专用于电机的控制芯片逐渐由单一 MCU 过渡到 DSP+MCU 混合芯片。早期是以 51 系列为 代表的 8 位单片机,后来发展为以 96 系列为代表的 16 位单片机,再到 80 年代出现 DSP, 现在向着以 DSP 内核+MCU 外设的混合芯片发展。有代表性的电机控制芯片有: 单片机方面有 Intel 的 80C196MC、 Motorola 的 MC9S12H256、 Phi1 ips 的 LPC2210/2220、 Renesas 公司的 M16C 和 SH2 系列;DSP 方面有 AD 公司的 ADMC401、Microchip 公司的 dsPIC30F6010、TI 公司的 TMS320LF2407/F2812 等。 表 1-1 电机控制常用芯片性能比较 项目 芯片类 别 生产公 司 引脚数 目 片 FLASH 内 32k'16 位 144k*16 位 位 2kt24 256k 144 80 144 144 144/112 TI Microchip AD TMS320LF2407A DSP dsPIC30F6010 DSP ADMC401 DSP 机 PHIUPS Motorola LPC22 10 /22 ARM 单片 MC9S 12H256 单片机

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片 RAM



2k 40MIPS 16 位 x16 位 有 5个 4 个 16 位 2个 12 路 有 2个 不带 SPI 模式 41 16 路 10 位 有 3.3v

8k 30MIPS 17 位×17 位 有 5个 5 个 16 位 位 1个 8路 有 带 SPI 模式

2k 26MIPS 无 有 4个 2 个 16 2个 6路 有 2个 式

16/64kB 24MIPS 无 有 9个 2 个 32 位 无 8路 无 有 带 SPI 模 式 76 8 路 10 位 位 无 V ± 1.65V~ 1.95 V

12k 24MIPS 无 无 4个 8 个 16 位 无 6路 有 带 SPI 模 38 16 路 10 无 5v

最高运 算速度 硬件乘 法器 看门狗 外部中 断 片内定 时器 事件管 理器 PWM 输 出 CANBUS 串行口 多通道 缓冲串口 片内可 编程 l/o A/D 编码器 接口 工作电 压

27 16 路 10 位 位 有 2.5v~5.5v 5%

12 8 路 12 有 5

现在一些高性能芯片不断推出。2006 年 9 月飞思卡尔公司推出了 4 款 16 位新型 DSP 56F8000 和 DSC(数字信号控制器)56F80X 系列产品, 该系列可提供 16 位 96MHZ 的 PWM, 并且 具有可编程故障功能, 高度精确的 12 位数模转换器(ADC)和模数转换器(DAC)等。 2006 年 11 月 TI 又推出了 4 款 32 位 DSP,即 TMS320F28015、F28016、F2801—60、F2802—60,其价格 比较低,但性能很高,其主频都是 60MHZ,都采用 12 位 ADC,并推出了高分辨率的 PwM 模块 (HRPwM),该特点对提高控制系统的性能,降低变换器的体积和重量都将起到积极作用。 我们将目前常用的一些电机控制专用芯片的性能做了一下比较, 如表 1-1 所示。 通过比 较我们选用性价比较高的 TMS320LF2407A,它是 TI 公司专为电机控制推出的一款 DSP。

1.3 本课题研究的内容
本课题综合国内外电机变频调速技术的发展情况, 在掌握交流电机变频调速基本原理的 基础上, 设计了一套基于 DSP 芯片 TMS320LF2407A 和电压空间矢量 SVPWM 的交流异步电机变 频调速系统的软硬件解决方案。将重点放在了 DSP 芯片实际应用上。 课题主要内容包括:

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1.深入研究异步电机的数学模型和 VVVF 控制、电压空间矢量等变频调速控制方法。 2.深入研究 TMS320LF2407A 电机控制专用 DSP 芯片的结构、工作原理以及 DSP 最小系 统的设计方法。 3.设计一台 900W 的小功率异步电机变频装置。该系统主要由主电路、系统保护电路、 控制回路和采样回路组成。 4. CCS 集成开发环境下采用 C 语言编程实现Ⅵ和电压空间矢量(SVPWM)控制算法, 在 控 制电机实现变频调速功能。 5.对系统实际实验结果进行了分析与总结。

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第二章 交流异步电机的数学模型
三相交流异步电机是一个多变量、高阶、非线性、强耦合的复杂系统,为了方便对三相 交流异步电机进行分析研究,抽象出理想化的电机模型,通常对实际电机作如下假设 : 1)忽略磁路饱和的影响,认为各绕组的自感和互感都是恒定的。 2)忽略空间谐波,三相定子绕组 A、B、C 及三项转子绕组 a、b、c 在空问对称分布,互 差 120。电角度,且认为磁动势和磁通在空间都是按 J 下弦规律分布。 3)忽略铁心损耗的影响。 4)忽略温度和频率变化对电机参数的影响。 有了这些假设,实际异步电机可被等效为如图 2.1 所示的三相异步电机物理模型。图 中,定子三相绕组轴线 A、B、C 在空间是固定的,故定义为三相静止坐标系。设 A 轴为参考 坐标轴,转子绕组轴线 a、b、c 随转子以∞速度旋转。A 轴和转子 a 轴间的电角度θ即为空 间角位移变量

图 2-1 异步电机物理模型

2.1 异步电机的原始数学模型
异步电机的原始数学模型可由以下四组方程表示: 1.电压方程 三相定子绕组的电压方程为:

(2-1) 三相转子绕组折算到定子侧后的电压方程为:

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(2-2) 式中 uA,uB,uC,ua,ub,uc——定子、转子相电压的瞬时值; iA,iB,iC,ia,ib,ic——定子、转子相电流的瞬时值; ψA,ψB,ψC,ψa,ψb,ψc——各绕组的全磁链; R1 ,R2——定子、转子绕组电阻。 将以上电压方程写成矩阵形式,并以微分算子 P 代替微分符号 d/dt

(2-3) 也可以简写为: U=Ri+pψ (2-4) 2.磁链方程 由于每个绕组的磁链是它本是的自感磁链和其它绕组对它的互感磁链之和, 六个绕组的 磁链可以表示为:

(2-5) 也可简写为: ψ=Li (2-6) 式中,L 是 6 x 6 的电感矩阵,其中对角线元素是各有关绕组的自感, 其余各项是绕 组间的互感。 3.矩阵方程 根据机电能量转换原理,异步电机电磁转矩表达式为: Te=PnLm1[(iAia+iBib+iCic)sin θ +(iAib+iBic+iCia)sin( θ +120o)+(iAic+iBia+iCib)sin( θ -120o)] (2-7) 4.运动方程 对于恒转矩负载,机电系统的运动方程为: Te= TL + J/Pn·dω/dt (2-8) 式中:Te,TL—电磁转矩,负载转矩;J—转动惯量;P—电动机极对数。 由以上方程可知, 异步电机的非线性强耦合主要表现在磁链方程和转矩方程中, 既存在 定子和转子之间的耦合,也存在三相绕组间的交叉耦合。三相绕组在空间按 12&分布,必然

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引起三相绕组间的耦合。由于定子和转子间的相对运动,导致其夹角 0 不断变化,使互感矩 阵为非线性。因此,异步电机三相原始数学模型相当复杂,不易求解。为了使三相异步电机 具有可控性、可观性,必须对其进行简化,使其成为一个线性、解耦的系统。从对直流电机 的分析中发现, 如果将交流电机的物理模型等效的变换成类似直流电机的模型, 就可以大大 简化分析和控制问题,这就需要进行坐标变换。

2.2 坐标变换
我们知道对异步电机研究控制时, 如果能用两相就比用三相简单, 如果能用直流控制就 比交流控制更方便。为了对三相系统进行简化,就必须对电动机的参考坐标系进行变换,这 就叫——坐标变换。坐标变换以产生相同的磁通为准则,建立三相交流绕组、两相交流绕组 和旋转的直流绕组三者之间的关系,从而可以建立交流异步电机的直流模型。 在研究电机矢量控制时定义有三种坐标系统, 即三相静止坐标系(3s)、 两相静止坐标系 (2s)和两相旋转坐标系(2r)。对应的坐标变换有:从三相到两相的静止坐标变换(3s/2s); 从两相静止到两相旋转的坐标转换(2s/2r)等。

从三相到两相的静止坐标变换(3s (3s/ 2.2.1 从三相到两相的静止坐标变换(3s/2s)

图 2-2 3s/2s 变换 图 2-2 是 A、B、C 为三相对称静止绕组,图 2.1 中 A 轴与口轴重合,通以三相平衡的 J 下弦电流,产生合成磁动势 F,以同步转速旋转,三相静止坐标系与两相静止坐标系在空 间上相差 90。,且如果通上时间相差 90。的两相交流电,也可以产生相同的磁动势 F。由 于它们的磁动势和转速都相等, 所以可以认为这两种坐标系等效。 可以由简单的三角函数关 系推导出从三相到两相静止坐标系的变换矩阵:

(2-9) 若为三相平衡系统,uA+ uB+ uC =0,则矩阵的第三行系数为 0,于是可写成为

(2-10)

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(2-11) 变换后的两相电流有效值为三相电流有效值的 3 / 2 倍,因此,每相功率为三相绕组每 相功率的 3/2 倍,但相数由原来 3 变成 2,所以变换前后总功率不变。此外变换后的两相绕 组每相匝数是原来三相绕组每相匝数的 3 / 2 。此变换称为 3/2 变换(3s/2s 变换)。

从两相静止到两相旋转的坐标转换(2s (2s/ 2.2.2 从两相静止到两相旋转的坐标转换(2s/2r)
在两相静止坐标α—β和两相旋转坐标 d—q 之间的变换简称为 2s/2r 变换。 如图 2—3 所示,α—β为两相静止坐标系(2s),d—q 为两相旋转坐标系(2r)。dq 绕组 在空间相互垂直放置,分别加上直流电压 Ud 和 Uq,产生合成磁动势 F,其位置相对于绕组 来说是静止的。如果让包含两个绕组在内的整个铁心以同步转速ω1 旋转,则磁动势自然也 随之旋转起来, 成为旋转磁动势。 如果磁动势的大小与两相静止坐标系下的磁动势大小相等, 那么这个旋转的直流绕组也就和交流绕组等效了。当观察者站在铁心上和绕组一起旋转时, 在他看来, 和 q 是两个通以直流而且相互垂直的静止绕组, d 如果控制磁通的位置在 d 轴上, 就相当于直流电机物理模型了。这时,绕组 d 相当于励磁绕组,q 绕组相当于静止的电枢绕 组。d—q 和α—β轴的夹角θ是一个变量,随着负载、转速而变。 其变换矩阵为

(2-12) 其逆变换矩阵为

(2-13)

图 2-3 2s/2r 变换

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2.3 交流异步电动机在不同坐标系的数学模型
2.3.1 在两相静止坐标系的数学模型
三相异步电机的数学模型经 3s/2s 变换后在两相静止坐标系α—β上的数学模型为: 1.电压方程

(2-14) 2.磁链方程

(2-15) 3.转矩方程 (2-16) 4.运动方程

(2-17) 式中: Ls Lr —定子、转子—相的自感; Rs Rr —定子、转子—相的电阻; Lm—定转子绕组的互感; ω—转子角频率。

2.3.2 在两相旋转坐标系的数学模型
设坐标轴 dq 的旋转速度等于定子频率的同步角转速ω1,而转子的转速为ω,则 dq 轴 相对于转子的角转速为ωs=ω1 一ω,即为转差。将三相异步电机在αβ坐标系上的数学模 型经 2s/2r 变换后,得到在两相同步旋转坐标系 d—q 上的数学模型为: 1.电压方程

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(2-18) 2.磁链方程

(2-19) 3.转矩方程 (2-20) 4.运动方程

(2-21)

2.4 本章小结
本章首先从异步电机的物理模型出发, 通过抽象假设给出了理想的异步电机原始数学模 型;然后,详述了坐标变换方法,包括从三相到两相的静止坐标变换和从两相静止到两相旋 转坐标的变换; 最后, 通过坐标变换将异步电机原始数学模型变换成便于控制的在不同坐标 系的简化数学模型。为将异步电机作为一个系统来控制提供了理论依据。

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第三章交流异步电机变频调速原理
交流异步电动机的转速可由下式表示: n=60f/p(1-s) (3-1) 为电动机转速(r/min);P 为电动机磁极对数:f 为电源频率;s 为转差率。由式(3-1) 可见,影响电动机转速的因素有:电动机的磁极对数 P,转差率 s 和电源频率 f。其中,改 变电源频率来实现交流异步电机调速的方法效果最理想, 这就是所谓变频调速。 变频调速的 方法主要有:V/F 控制、矢量控制、直接转矩和电压空间矢量(SVPWM)控制方法。本课题采 用了 VF 控制和 SVPWM 相结合的控制方法。

V/ 3.1 V/F 控制原理
由电机学理论, 交流异步电机的定子绕组的感应电动势是定子绕组切割旋转磁场磁力线 的结果,其有效值计算如下: E=KfΦ (3-2) 式中 K 一与电机结构有关的常数;Φ一磁通。 而在电源一侧,电源电压的平衡方程式为: U=E+Ir+jIx (3-3) 该式表示,加在电机绕组端的电源电压 U,一部分产生感应电动势 E,另一部分消耗在 阻抗(线圈电阻 r 和漏电感 x)上。其中定子电流 I 分成两部分:少部分 I1 用于建立主磁场 磁通Φ,大部分 I2 用于产生电磁力带动机械负载。 I= I1+ I2 (3-4) 当交流异步电机进行变频调速时,例如频率 f 下降,则由式(3—2)可知 E 降低;在电 源电压 U 不变的情况下,根据式(3—3),定子电流 I 将增加;此时,如果外负载不变时,I2 不变,I 的增加将使 I1 增加,也就是使磁通量Φ增加;根据式(3—2),Φ的增加又使 E 增 加,达到一个新的平衡点。 理论上这种新的平衡对机械特性影响不大。 但实际上, 由于电机的磁通容量与电机的铁 心大小有关,通常在设计时已达到最大容量。因此当磁通量增加时,将产生磁饱和,造成实 际磁通量增加不上去,产生电流波形畸变,削弱电磁力矩,影响机械特性。 为解决机械特性下降的问题,一种解决方案是设法保持磁通量恒定不变。即设法满足: E/f=KΦ=常数 (3-5) 这就要求,当电机调速改变电源频率 f 时,E 也应该相应的变化,来维持它们的比值不 变。 但实际上 E 的大小无法进行控制。 由于定子电阻上产生的压降相对于加在绕组端的电源 电压 U 很小,可以用加在绕组端的电源电压 U 来近似代替 E。调节电压 U,使跟其随频率 f 的变化,从而达到使磁通量恒定的目的。即 E/f≈U/f=常数 (3-6) 所以,在变频的同时也需要变压,这就是所谓的 VVVF 或 VF。 我们采用电源电压 U 近似代替 E 显然存在一定误差。 当频率 f 的数值相对较高时, 定子 阻抗压降在电压 U 中所占比例相对较小,U≈E 所产生的误差较小;当频率 f 的数值降的较 低时,电压也按同比例下降,而定子阻抗的压降并不按同比例下降,使定子阻抗压降在电压

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U 中所占比例增大,U≈E 将产生较大误差。 因为定子阻抗压降所占比重增大,使得实际上产生的感应电动势 E 减小,E/f 的比值 减小,造成磁通量Φ减小,因而导致电机的临界转矩下降。必须采取相应的补偿措施—U/f 转矩补偿法。 U/f 转矩补偿法的原理:针对频率 f 降低时,电源电压 U 成比例的降低引起的 U 下降过 低,采用适当提高电压 U 的方法来保持磁通Φ恒定,使电机转矩回升,即所谓的转矩提升 (Torqueboost)。 当频率高于额定频率时, 为了避免电机绕组绝缘破坏的情况发生, 电源电压不能超过电 机的额定电压值,这样可得压频控制原理图如图 3—1 所示:

图 3-1 恒压频比控制原理图

电压空间矢量(SVPWM) (SVPWM)控制原理 3.2 电压空间矢量(SVPWM)控制原理
空间矢量 PWM 的英文全称是 Space Vector PWM,简写成 SVPWM 或 SVM。它是从电机角度 出发,着眼于如何使电机获得幅值恒定的圆形磁场。SVPWM 控制用逆变器不同的开关模式产 生实际磁通去逼近基准磁通圆, 不但能达到较高的控制性能, 而且由于它把逆变器和电机看 作一个整体处理,使所得模型简单,便于数字化实现,并具有转矩脉动小、噪声低、电压利 用率高等优点。

3.2.1 电压空间矢量的三相功率逆变器
一种典型的三相电压型逆变器的结构如图 3—2 所示。图中 Va、Vb、Vc 是逆变器的电 压输出,Q1—— Q6 是六个功率管,它们分别被 a、a’、b、b’、c 和 c’这 6 个控制信号 所控制。当逆变桥上半部分的一个功率管开通时(即 a、b 或 C 为 1 时),其下半部分相对的 功率管被关闭(即 a’、 b’或 C’为 0)。Q1,Q3 和 Q5 这三个功率管的开关状态,即 a、b 或 c 为 0 或 1 的状态,将决定 Va 、Vb 和 Vc 三相输出电压的波形情况。

图 3-2 三相电压型逆变器结构图

3.2.2 基本电压空间矢量的形成及作用时间的计算

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根据三相电压型逆变器电路可以得出逆变桥输出的线电压矢量[Vab、Vbc 、Vca]t 、相 电压矢量[Va、Vb 、Vc]t 和开关变量矢量[a b c]t 之间的关系可以用式(3.7)和式(3.8) 表示,式中 Vdc 是电压型逆变器的直流供电电压,或称直流母线电压和总线电压。

(3.7)

(3.8) 上式中,由于开关变量矢量[a b c ]t 有 8 个不同的组合值(a、b 或 c 只能取 0 或 1), 即逆变桥上半部分 3 个功率管的开关状态有 8 种不同的组合, 故其输出的相电压和线电压也 有 8 中对应的组合。开关变量矢量[a b c ]t 与输出的线电压和相电压的对应关系如表 3—1 所示。 表 3-1 功率管开关状态与线、相电压以及与相电压在αβ坐标系分量的关系表 矢 量 UVW 状态 相电压 Va U0 U1 U2 U3 U4 U5 U6 U7 000 100 110 010 011 001 101 111 0 2Vdc /3 Vdc /3 -Vdc /3 -2Vdc/3 -Vdc /3 Vdc /3 0 Vb 0 -Vdc /3 /3 Vdc /3 /3 2Vdc /3 /3 Vdc /3 /3 -Vdc /3 /3 -2Vdc/3 /3 0 0 0 0 0 0 Vdc Vdc -Vdc 0 2Vdc 0 -Vdc Vdc Vdc -Vdc 0 Vdc -Vdc -Vdc Vdc 0 -2Vdc 0 Vdc Vc 0 -Vdc 线电压 Vab 0 Vdc Vbc 0 0 Vdc -Vdc Vca 0 -

αβ坐标 Vsα 0

2Vdc /

Vdc /6

- Vdc /

- 2Vdc

- Vdc /

Vdc /6

在该表中 Va 、 Vb 和 Vc 表示 3 个输出的相电压,Vab、 Vbc 和 Vca 表示 3 个输出的 线电压,Vsα、Vsβ是空间矢量分解得到的子轴分量。 为了在 DSP 的编程中计算方便, 需要利用电机的坐标轴系变换理论进行坐标转换, 即将 线电压和相电压在三相平面坐标系中的值, 转换到αβ平面直角坐标系中, 在两个坐标系之 问转换时须遵循电机总功率不变的原则。其转换公式为(3.9)所示。

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(3.9) 由于逆变桥中,功率管开关状态的组合一共只有 8 个,则对应于开关变量矢量[a b c]t 在αβ坐标系中的 Vsα、Vsβ也只有有限种组合。他们的对应关系同样如表 3—1 所示。 为了便于运用, 将逆变器的八种开关状态所对应的八个基本电压空间矢量, 分别用 U0 、 U1、U2 、U3 、U4 、U5 、U6 、U7 表示,其中 U0 、U7 为零矢量位于中心,另外六个非零 矢量幅值相等,且相邻两个非零矢量之间的夹角为 60o,八个基本电压空际矢量的位置和大 小见图 3—3 所示。

图 3-3 基本的电压空间矢量与开关状态示意图 空间矢量 PWM 的目的是, 通过与基本的空间矢量对应的开关状态的组合, 得到一个给定 的定子参考电压矢量 Uref。参考电压矢量 Uref 阿用其αβ轴分量 Uα和 Uβ表示。图 3—3 表示参考电压矢量 Uref 和与之对应的αβ轴分量 Uα和 Uβ 以及基本空间矢量 Ul 和 Um 的 对应关系(其中 Ul 和 Um 是任意两个相邻的基本空间矢量)。

图 3-4 电压空间矢量分解图 图 3—4 中参考电压矢量 Uref 耐位于被基本空间矢量 Ul 和 Um 所包围的扇区内, 因此 Uref 可以用 Ul 和 Um 两个矢量来表示。于是有:

(3.10) 式中,Tl 和 Tm 分别是在周期时间 T 内基本空间矢量 Ul 和 Um 各自的作用时间;To 是 0 矢量的作用时间。将上式分别在α,β轴投影得:

(3.11) 由表 3-l 可知基本空间矢量的幅值都是 2 /3 Vdc 即 Ul=Um= 2 /3 Vdc 代入式(3.11)

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可得矢量作用时间:

(3.12)

3.2.3 用 DSP 实现 SVPWM 的两种方案
前面我们已经知道,定子参考电压矢量 Uref,耐是由它所在扇区中的两个基本空 间矢 量 Ux、Ux±1 和零矢量 U0 或 U7 合成的。在每个 PWM 周期内,这些基本空间矢量的不同开通 顺序会产生不同的波形模式。有两种对称的开关方案可供选择,一种是用软件实现 SVPWM 方案,另一种是用硬件实现 SVPm4 方案。 1.软件实现 SVPWM 方案 将每个 PWM 周期分成七段,分别用 U0、Ux、Ux±1、U7、Ux±1、Ux、U0 (这里 X 可以 是 1、 或 5)表示。 3 以扇区 0 为例, 开关切换顺序应为: U0(000)—U1(100)一 U2(110)—U7(111) —U2(110)—U1(100)—U0(000),分别计算出 T0 /4、T0 /4+ T1/2、T0 /4+ T1/2+Tm /2 的 时间装载到对应的比较寄存器,得到对称的输出波形如图 3—5 所示。这种方案可以很容易 的用软件编程控制 TMS320LF2407A 的三路 PWM 通道来实现。

图 3-5 软件方法实现的 Uref 在扇区 0 的 SVPWM 波形 2.硬件生成 SVPWM 方案 TMS320LF2407A 中具有两个事件管理器 EVA 和 EVB,每事件管理器中都有一个空间矢量 状态机器件。可以根据某一时刻 Uref 的所在扇区位置,确定主、辅矢量及作用时间 Tl、Tm 后重新配置比较寄存器和控制寄存器 ACTR,然后由空间矢量状态机自动生成对称的 SVPWM 波形。 其实现方案为:将每个 PWM 周期分成 5 段,分别用 Ux、Ux±1、U0/U7,、Ux±1、Ux 表示。以扇区 0 为例,方案为 U1(100)—U2(1l0)—U7(111)---- U2(1l0)--- U1 (100),如 图 3-6 所示。

图 3-6 硬件方法实现的 Uref 所在扇区 0 的 SVPWM 波形 硬件方案相对于软件方案具有以下优势: 1)硬件方案的开关频率低,大大降低了开关损耗。

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2)硬件方案中 SVPWM 状态机硬件完成了很多工作,减少了软件编程难度。 3)当同等丌关频率条件时, 方案二可以具有更短的中断周期 T 电机电流谐波好于软件方 案。

3.3 本章小结
本章主要介绍了变频调速原理, 详述了 V/F 控制原理和电压空间矢量(SVPWM)控制原理, 给出了用 DSP 实现 SVPWM 的两种方案, 并给定了对应的 SVPWM 在一个 PWM 周期的波形, 为异 步电机变频调速的软件实现提供了理论依据。

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第四章 变频调速系统的硬件电路设计
4.1 系统硬件结构
系统的总体结构如图 4.1 所示,主要由整流电路、滤波电路、逆变电路、DSP 控制电 路、电压电流检测电路、保护电路及上位机控制部分组成。本系统以 T1 的 DSP 芯片 TMS320LF2407A 为核心,由上位机给定控制信号经串口传给 DSP,DSP 接到信号后由内部程 序产生相应的 PWM 信号,经过快速光耦隔离后来驱动功率器件 IPM,不同频率的 PWM 信号对 应不通频率的 IPM 输出三相电, 从而产生变频电源来控制电机速度的变化。 检测电路将检测 到的信号传给 DSP,DSP 做出相应处理后将各种信息再经串口传送到上位机显示出来,使我 们可以很清楚的看到系统运行状况。整流和滤波电路的作用是为 IPM 提供直流母线电压。 整流器 滤波器 逆变器

图 4-1 系统硬件结构图

4.2 主电路设计
主电路部分原理如图 4—2 所示,由整流电路、滤波电路、逆变电路和缓冲吸收电路组 成。 主电路部分功能是完成系统电能的转换和传递, 它的设计好坏关系到整个系统的稳定性。 本系统被控电机参数为:额定功率 PN=900W,额定电 VN=380V,额定电流 IN =2.37A,额定 频率 FN=50HZ。下面详细介绍各部分电路原理及元件参数。

图 4-2 主电路图

4.2.1 整流电路
整流电路因变频器输出功率大小不同而不同。一般情况下,小功率的输入电源多用 220V,整流电路用单相全波整流桥;大功率的输入电源用三相 380V,整流电路为三相桥式

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全波整流电路。 本课题所用电机为 900W, 属于小功率范围, 因此采用 220V 单相整流桥整流。 整流桥由四个整流二极管组成,如图 4—2。通过整流二极管的峰值电流为: (4.1) 流过二极管电流有效值为:

(4.2) 二极管的电流定额为: (4.3) 考虑滤波电容充电电容的影响,要留有更大的电流裕量, 选用 IN =20A。整流二极管 的电压定额:

(4. 4) 需选用 Un=1000V。因此我们可以选用的单相整流桥规格为 20A、1000V。

4.2.2.滤波电路
交流电经过整流桥整流以后输出的电压是脉动的, 另外, 由于逆变部分产生脉动电流及 负载的变化都使直流电压产生脉动, 为了得到平滑的直流电, 必须在整流输出端加滤波电路。 通常是在整流输出端并入大电容。 滤波电容不仅能够滤除整流输出的电压纹波, 还在整流电 路与逆变电器之间起去藕作用, 以消除相互干扰, 这就给作为感性负载的电机提供必要的无 功功率,起到一定的储能作用。 在加入滤波电容之前,单相整流桥输出平均电压为: (4.5) 加上滤波电容之后,UD 的最高电压可达到交流线电压的峰值: (4.6) 假设输入电压的波动范围是 220V~240V,电源功率因数为 0.9,那么每一个周期内电 容吸收的能量为: (4.7) 式中 POUT 为电机输出功率,UPK 为峰值电压,Umin 为最小交流输入电压。考虑到纹波 的需要,最小输入电压至少应该在 200V 以上,所以有: (4.8) 滤波电容理论上越大越好,一般采用大容量耐压滤波电解电容,在此我们选择两个 1000uF,400V 的电容 C1、C2 串联进行滤波,等效为一个耐压 800V 的 1000uF 的电容。并联 在电容两边的电阻 R1、R2 为均衡电阻,由于每个电容的参数不完全相同,此均衡电阻使串 联的电容分压相同,同时在电源关断时给电容提供放电回路。这里我们选择阻值为 47KΩ的

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电阻。

4.2.3 逆变电路
4.2.3.1 智能功率模块 IPM
逆变电路的功率器件采用目前最先进的智能功率模块 IPM(Intelligent Powr Module), IPM 不仅把功率开关器件和驱动电路集成在一起,而且还内藏有过电压,过电流和过热等故 障检测电路, 并可将检测信号送到 CPU 或 DSP 作中断处理。 它由高速低工耗的管芯和优化的 门级驱动电路以及快速保护电路构成。 即使发生负载事故或使用不当, 也可以 IPM 自身不受 损坏。IPM 一般使用 IGBT 作为功率开关元件,并内藏电流传感器及驱动电路的集成结构。 以其高可靠性, 使用方便赢得越来越大的市场, 尤其适合于驱动电机的控制器和各种逆变电 源,是变频调速,冶金机械,电力牵引,伺服进给,变频家电的一种非常理想的电力电子器 件。IPM 有以下优点: 1)开关速度快。IPM 内的 IGBT 芯片都选用高速型,而且驱动电路紧靠 IGBT 芯片,驱动 延时小,所以 IPM 开关速度快,损耗小。 2)功耗低。IPM 内部的 IGBT 导通压降低,开关速度快,故 IPM 功耗小。 3)快速的过流保护。IPM 实时检测 IGBT 电流,当发生严重过载或直接短路时,IGBT 将 被软关断,同时送出一个故障信号。 4)过热保护。在靠近 IGBT 的绝缘基板上安装了一个温度传感器,当基板过热时,IPM 内部控制电路将截止栅级驱动,不响应输入控制信号。 5)桥臂对管互锁。在串联的桥臂上,上下桥臂的驱动信号互锁。有效防止上下臂同时导 通。 6)抗干扰能力强。优化的门级驱动与 IGBT 集成,布局合理,无外部驱动线。 7)驱动电源欠压保护。当低于驱动控制电源(一般为 15V)就会造成驱动能力不够,增加 导通损坏。IPM 自动检测驱动电源,当低于一定值超过 l0u S 时,将截止驱动信号。 8)IPM 内藏相关的外围电路。缩短开发时间,加快产品上市。 9)无须采取防静电措施。 10)大大减少了元件数目。体积相应小。

4.2.3.2 IPM 的选用
IPM 在选用时,首先是根据变频装置的容量(电动机的额定功率),同时也要考虑供电电 源容量,确定其额定值和最大值,然后选择具体型号。选型时,有两个主要方面需要权衡。 第一:根据 IPM 的过流值以确定峰值电流。峰值电流基于变频器和电机工作的效率、功 率因数、最大负载和电流脉动而设定的。电机电流最大峰值可由下式计算:

(4.9) 式中:P=电机功率(W); OL =变频器最大过载系数; λ=电流脉动因数; η=变颡器的效率;

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ψF =功率因数;异步电动机的数学模型 VAC =交流线电压(v)。 第二: 适当的热设计以保证结温峰值永远小于最大结温额定值, 使基扳的温度永远低于 过热动作数值。 例如: 电源 Vac =220V 交流, 电机 P=3. 7kW, =150%, OL λ=120%, η=0. ψF =0. 9, 76, 则 IC(峰值)=36.1A。可以选择最大允许电流为 50A 的 IPM—Ps21869。 下表是根据电机峰值电流而给出的交流 220V 电机推荐使用的 IPM 类型及其功能简介。 表 4—1 IPM 选型及功能简介 额定功 率(AC220) 0.4KW 0.75KW 1.5KW 2.2KW 3.7KW 5.5KW 7.5KW 11KW 15KW 18.5KW 22KW 30KW 37KW 45KW 55KW IC(峰 值)(A) 6.4 10.7 17 23.3 36 51 70 98 129 161 191 244 308 371 456 IPM 电流 10 15 20 30 50 75 75 100 150 200 200 300 400 400 600 可用 IPM 型 号 Ps21563 Ps21564 Ps21865 Ps21867 Ps21869 PM75RLA060 PM75RLA060 PM100RLA060 PM150RLA060 PM200CLA060 PM200CLA060 PM300CLA060 PM400CLA060 PM400CLA060 PM600CLA060 内置功能(内含驱动电路,高 压转换电路) 内置 6 单元 3 相输出,过流保 护,欠压保护。 内置 6 单元 3 相输出,过流保 护,欠压保护。 内置 6 单元 3 相输出,过流保 护,欠压保护。 内置 6 单元 3 相输出,过流保 护,欠压保护。 内置 6 单元 3 相输出,过流保 护,欠压保护。 内置 7 单元(含制动)3 相输出: 短路,过流,过温,欠压保护。 内置 7 单元(含制动)3 相输出: 短路,过流,过温,欠压保护。 内置 7 单元(含制动)3 相输出: 短路,过流,过温,欠压保护。 内置 7 单元(含制动)3 相输出: 短路,过流,过温,欠压保护。 内置 6 单元 3 相输出:短路, 过流,过温,欠压保护。 内置 6 单元 3 相输出:短路, 过流,过温,欠压保护。 内置 6 单元 3 相输出:短路, 过流,过温,欠压保护。 内置 6 单元 3 相输出:短路, 过流,过温,欠压保护。 内置 6 单元 3 相输出:短路, 过流,过温,欠压保护。 内置 6 单元 3 相输出:短路, 过流,过温,欠压保护。

本课题采用的交流异步电机功率为 900w,因此可以选用智能功率模块 ps21865。该模 块内部电路如图 4-4 所示:

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图 4-4 ps21865 内部电路原理图 IPM ps21865 的各输入输出端子定义如表 4-2 所示: 表 4-2 ps21865 控制端口定义表 端口(端口号) UP(1) Vpl(2) 极 VUFB(3) 极 VUFS(4) VP(5) VPl(6) 极 VVFB(7) 极 VVFS(8) WP(9) VPl(10) 入 VPC(11) VWFB(12) 极 W 组控制电源地 W 组驱动电源正 W(25) N(26) W 组输出 直流母线地 V 组驱动电源地 W 组信号输入 W 组控制电源输 P(22) U(23) V(24) V 组驱动电源正 WN(21) 入 直流母线正极 U 组输出 V 组输出 U 组驱动电源地 V 组信号输入 V 组控制电源正 F0(18) UN(19) 入 VN(20) 入 W 组下桥信号输 V 组下桥信号输 U 组驱动电源正 CFO(17) 置 故障输出 U 组下桥信号输 故障输出脉宽设 定义 U 组信号输入 U 组控制电源正 端口(端口号) Vnc(15) 地 CIN(16) 短路电压采样 定义 下三桥控制电源

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VWFS(13) VNl(14)

W 组驱动电源地 下三桥控制电源 正极

NC(27-41)

虚设端子(不接)

4.2.3.3 IPM 外围接口电路设计
IPM 的外围接口电路包括光耦隔离、 电源驱动及短路保护电路等, 4-5 是一典型的 IPM 图 应用接口电路图。 图 4-5 采用高速光耦隔离的 IPM 典型应用接口电路

1)光耦隔离 为提高电路安全性,DSP 的 PWM 信号输出端与 IPM 的控制信号输入端之间最好用光耦进 行隔离(可以直接驱动,但不推荐)。PWM 信号通过光耦会产生一定的寄生延迟,如图 4—6 所示。而功率管 IPM 开关工作时,原则上是绝对不能使上下两臂同时导通的。即使在高速开 关状态下稍有交迭也会潜在威胁功率管和周遍电路, 特别是在大电流状态下。 防止这一现象 的办法是一只 IPM 打开的时候必须确保他的对管已经完全关闭。 由于光耦开通关闭延迟时间 的存在且不同, 很容易导致上下两臂同时导通, 解决办法是在上下管开通关断之间加入一段 小小的延时,被称之为“死区”。公式:tPLHmax -tPHLmin 不仅定义了光耦需要多少时间 延时来防止直通短路, 而且还能设置最佳死区状态。 在矢量控制中 PWM 信号的开关频率很高, 死区时间不能太大, 因此应该选用快速光耦, 我们选用美国 AVAGO 公司(原安捷伦公司)专为 IPM 等功率器件设计的光耦 HCPL 一 4504。 HCPL-4504 内部集成高灵敏度光传感器,极短的寄生延时为 IPM 应用中的高速开关的死 区时间确保了安全,是功率器件接口的完美解决方案。其电路原理图如图 4-7 所示:

图 4-6 HCPL4504 的脉冲特性 图 4-7 HCPL4504 的电路原理 HCPL 一 4504 的上升沿延时最大值 tPLHmax=0.5us,下降沿延时最小 tPHLmin=0.2us, 因此,死区时间的最小值 f 曲;tmin=tPLHmax-tPHLmin=0.3us。

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另外,在设计接口电路时应注意:RL 的选择建议在 IOK 一 20K 之间;CL 的选择最好在 l0pF—l00pF 之间;在 5 与 8 脚之间加 0.1uF 去偶电容;7 脚和 8 脚需要短路连接。 2)电源驱动方案 IPM 可以采用独立电源供电也可以采用单电源方案,独立电源的优点是电路设计简单、 可靠性强。缺点是价格昂贵,设计成本增加。单电源驱动电路设计比较复杂,需要设计自举 充放电电路,并且在设计软件时也需要自举充电程序;但可以大大节约开发成本。考虑到成 本问题,本设计采用单电源驱动方案。 IPM 起动时,需要一充电脉冲给自举电容初始充电。充电动作如图 4—8 所示,通过开 通下臂(N 侧)的 IGBT2,自举电容被充电。控制信号应提供足够的脉冲数或脉宽使自举电容 能被完全充电。

图 4-8 自举电路及工作时序图 (1)变频运行时自举电容的充放电: 当 IGBT2 处于导通状态时,C1 上的充电电压(VCl)可通过下式来计算:

(4.10 ) 式中: Vcc 一控制电源电压; VF1 —二极管 D1 的顺方向压降; Vsatt2 —IGBT2 的饱和压降。 然后,IGBT2 被关断,此时上下臂同时处于关断状态,马达电流通过 FWDl 进入续流模 式。当 VS 处电位上升至接近 P 处电位时,Cl 停止充电。 当 IGBTl 处于导通状态时,由于驱动电路要消耗电流,所以 C1 上的电压将开始逐渐下 降。 当 IGBT2 关断 FWD2 导通时,C1 上的充电电压 Vc1 可通过下式来计算: (4.11) 式中:VEC2 一 FWD2 的顺方向压降。 当 IGBT2 和 IGBTl 都关断时,通过 FWD2 保持续流模式。因此,当 VS 处的电位下降到

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VEC2 时,C1 开始充电以恢复其下降的电位。当 VS 处电位上升至接近 P 电位水平时,C1 停 止充电。其后,IGBTl 再次导通时,由于驱动电路要消耗电流, C1 上的电压开始逐渐下降。 (2)自举电容(C1)和电阻(R2)的选择 自举电容的容值通过下式来计算: (4.12) 其中, 为 IGBTl 的最大通态(0N)脉宽, IDB 为 IC 的驱动电流(考虑温度和频率特性), T1 , ΔV 为允许的放电电压。另外,还应给计算出的电容值增加一定的裕量。 电阻 R2 的阻值应使时间常数 C1·R2 能够满足放电电压ΔV 能在 IGBT2 的最小导通脉宽 T2 内被充电至 Cl 上。例如:自举电容 C=5uF,VD=15V,VDB=14V。如果下臂 IGBT 的最小导 通脉冲宽度 Tmin 或者上臂 IGBT 的最小关断脉冲宽度 Tmin 为 20us, 自举电容在此期间需要 被充电△VDB =1V,则有: (4.13) 即自举电阻选择为 4Ω。 (3)自举二极管的选择 在 DIP—IPM 中,电源电压 VCC 的最大定额为 450V,附加浪涌电压 50V,施加在自举二 极管上的电压为 500V。再考虑给出 l00V 裕量,那么二极管的耐压应在 600V,最好选用耐 压超过 600V 的具有快速恢复特性的二极管。 3).短路保护

图 4-9 IPM 短路保护电路 图 4.9 是 IPM 外部短路保护电路。当检测到下臂(N-side)直流母线的电流过大时,短 路保护通过 RC 滤波器开始工作。如果此电流超出 S C 的动作阈值,所有下臂三相 IGBT 的门 极都将被关断(关闭),并输出故障信号。 因为短路保护是非重复的, 所以在故障信号输出后系统应立即中断 DSP 的 PWM 信号输出。 一般 RC 时间常数设定为 1.5 一 2us,旁路电阻阻值为 16 毫欧。

4.3 信号采集电路设计
在交流电机变频调速系统中,要把直流母线电压、相电压、相电流等信号采集到 DSP 中,实现用低压数字器件去测量控制高电压、强电流等模拟量,如果模拟量与数字量之间没 有电气隔离,那么,高压强电流很容易串入低压数字电路中,将器件烧毁。本系统采用结构 简单、性价比较高的模拟光隔离法进行光隔,选用 Agilent 公司的高线性度模拟光耦器件 HCNR200 对模拟量和数字量进行隔离,隔离电压峰值达 8000V,输出跟随输入变化,线性度

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达 0.01%。

4.3.1 HCNR200 简介
HCNR200 型线性光耦的原理如图 4-10 所示。它由发光二极管 D1、反馈光电二极管 D2、 输出光电二极管 D3 组成。当 D1 通过驱动电流 If 时,发出红外光(伺服光通量)。该光分别 照射在 D2、D3 上,反馈光电二极管吸收 D2 光通量的一部分,从而产生控制电流,。I1 =0.005If。该电流用来调节 If 以补偿 D1 的非线性。输出光电二极管 D3 产生的输出电流 I2 与 D1 发出的伺服光通量成线性比例。 令伺服电流增益 K1= I1/If, 正向增益 K2=I2/If; 则传输增益 K3 = K2/ K1 ,K3 的典型值为 1。

图 4-10 HCNR200 结构示意图

4.3.2 电压电流采集电路设计
图 4-11 是一典型的电压或电流采集电路。运放 Al 构成负反馈放大电路,D2 接在 Al 的输入端,完成对 LED 输出光信号的检测,并自动调整通过 LED 的电流,以补偿 LED 光强随 温度变化引起的非线性,因此此反馈放大器主要用于稳定 LED 的光输出并使其线性化。A2 构成电流电压转换电路,A2 和 R2 将 I2 转换为电压输出。R3 为 LED 的限流电阻,C1、C2 起 反馈作用,用于改善电路的高频特性,提高电路的稳定性,消除自激振荡,滤除电路中的毛 刺信号,降低电路的输出噪声。根据运放“虚短"和“虚断”的特性,有: (4.14) (4.15)

(4.16) 因此,可以通过调整 R1 和 R2 的值,使输出电压调整在 DSP 所能接受的电压范围内。

图 4-11

电压电流采集电路

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4.4 控制电路设计
本系统控制电路主要由以 TMS320LF2407A 为核心的 DSP 最小系统, 外加各种通信及控制 电路接口组成。控制系统功能框图如图 4-12 所示:

图 4-12 控制系统功能框图

4.4.1 主控芯片 TMS320LF2407A 介绍
TMS320 系列 DSP 的体系结构是专为实时信号处理而设计,该系列 DSP 控制器将实时处 理 能力 和控 制器 外设 功能 集于 一身 ,为 控制 系统 应用 提供 了理 想的 解决 方案 。其中 TMS320LF2407A 是 TI 公司面向电机控制推出的一款定点型 DSP 处理器,其特点可归结如下: (1) 采用高性能静态 CMOS 技术, 使得供电电压降为 3. 减小了处理器的功耗; 3V, 40MIPS 的执行速度使得指令周期缩短到 25ns,从而提高了处理器的实时控制能力,使 LF2407A 可 以提供远远超过传统的 16 位微处理器和控制器的性能。 (2) 基于 TMS320C2XXDSP 的内核,保证了 TMS320LF2407A 芯片的代码与 TMS320 系列 DSP 代码兼容。 (3) 片内高达 32K 字的 Flash 程序存储器,高达 2.5K 字的数据/程序 RAM,544 字双 端口 DARAM,2K 字的 SARAM。 (4) SCI/SPI 引导 ROM。 (5) 两个事件管理器模块 EVA 和 EVB,每个管理器模块包括:两个 16 位通用定时器, 8 个 16 位的脉宽调制 PWM 通道,可以实现三相反相控制、PWM 的中心或边缘校正、当外部引 脚 PDPINTx 出现低电平时快速关闭 PWM 通道; 防止击穿故障的可编程的 PWM 死区控制: 对外 部时间进行定时捕获的 3 个捕获单元;片内光电编码器电路;16 通道的同步 A/D 转换器。 时间管理器模块适用于控制交流异步电动机、无刷直流电机、步进电机、开关磁阻电机、多 级电机和逆变器。 (6) 可扩展的外部存储器总共 192K 字的空间,分别为 64K 程序存储空间、64K 数据存 储空间、64K 字的 I/0 空间。 (7) 10 位 AD 转换器,最小转换时间为 375ns,8 个或 16 个多路复用的通道,可选择 由两个事件管理器或软件触发。 (8) CAN2.0B 模块,即控制器局域网模块。 (9) 串行通信接口 SCI 模块。 (10) 16 位串行外部设备接口 SPI 模块。 (11) 看门狗定时器模块基于锁相环 PLL 的时钟发生器。 (12) 高达 41 个可单独编程或复用的通用输入输出引脚。 (13) 5 个外部中断,其中 2 个驱动保护,1 个复位中断和两个可屏蔽中断。

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(14)

电源管理,具有 3 种低功耗模式,能独立地将外同器件转入低功耗工作模式。

4.4.2 DSP 最小系统设计
DSP 最小系统是指既没有输入通道,也没有输出通道,同时也不与其它系统进行通信的 DSP 系统。DSP 最小系统的设计是 DSP 硬件设计中的最基本,也是最重要的一步。它主要包 括:电源电路、时钟电路、复位电路、仿真接头、扩展 SRAM 等,图 4-13 便是一个 DSP 最 小系统框图。

图 4-13 DSP 最小体统框图 1.电源的选型与电路设计 目前可以用于 DSP 控制系统的电源种类主要有:线性稳压器、开关电源控制器、带 MOS 管的 DC/DC 控制器、开关电源模块。它们的代表性芯片及其性能表述如下: ◆线性稳压器: > 双路输出 TPS767D318:5V 3.3V/1.8V 1A/1A EN PS767D301:5V 3.3V/可调 1~1A EN > 单路输出 TPS76333: 5V 3.3V 150mA EN TPS7333: 5V 3.3V 500mA EN TPS76801: 5V 可调 1A EN PG TPS76833: 5V 3.3V 1A EN PG TPS75701: 5V 可调 3A EN PG TPS75733: 5V 3.3V 3A EN PG TPS75501: 5V 可调 5A EN PG TPS75533: 5V 3.3V 5A EN PG ◆开关电源控制器: > 单路输出 TPS40K 系列:最大输出电流取决于 MOS 管 TPS40000: 2.25—5.5V 0.7—4V 15A ◆带 MOS 管的 DC/DC 控制器: >TPS54K 系列,最大输出电流可达 14A TPS54310: 3~6V 0.9-4.5V 3A >TPS62K 系列,最大输出电流可达 1.2A,转换效率 95% TPS62040: 2.5V 一 6V 0.7V-6V 1.2A ◆开关电源模块: >双路输出 PT6931: 5V 3.3V/1.8V 5.5A/1.75A

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PT6932: 5V 3.3V/1.5V 5.5A/1.45A TMS320LF2407A 的内核电压和 I/O 端口电压都是 3. 3V, 而控制系统整体是由一个外接 5V 的电源供电,因此只需单路输入 5V、输出 3.3V 的电源器件,考虑到电路对电流要求不 是太高,500mA 的电流就够了,我们选择了 TPS7333 稳压器件来为 DSP 供电。其电路如图 4 一 14 所示:

图 4-14 电源电路 2.时钟的选型与设计 时钟是电路设计中非常重要的一个环节,DSP 及其它芯片工作都以时钟为基准。如果时 钟质量不好,那么系统的可靠性、稳定性就很难保证。比如有时系统死机便是由于时钟晶振 停振或震荡不正常造成的。 有时一些片选及时序不 J 下常工作也是有时钟信号的毛刺造成的 (尤其在高频系统中)。 时钟电路有三种: 1.采用晶体+2 个电容 2.采用品振 3.采用可编程时钟芯片+晶体+2 个电容 晶体是晶体谐振器的简称,是一种压电石英晶体器件,具有一个固定的谐振频率,在恰 当的激励作用下,以固定频率震荡。由晶体组成的时钟电路价格便宜,但驱动能力差,不能 同时给其他器件使用,频率范围小(20K 一 60MHZ)。 晶振将晶体、 震荡器和负载电容集成在一起, 其输出直接为一方波时钟信号。 其优点有: 频率范围宽(1HZ~400MHZ)、驱动能力强(可提供多个器件使用)。缺点是:成本较高、频率生 产时已确定,多个独立时钟需多个晶振。 可编程时钟芯片优点是:多个时钟输出,可产生特殊的频率值,驱动能力强,频率范围 宽(最高达 200MHZ)。 另外系统中还要加锁相环电路 PLL 用于对输入时钟信号进行分频或倍频。 时钟电路选择 原则有: 1)系统中要求多个不同频率时钟信号时,首选可编程时钟芯片。 2)单一时钟信号时,选择晶体时钟电路。 3)多个同频时钟信号时,选择晶振。 4)片内无震荡器电路的 DSP,不能使用晶体时钟电路。 5)DSP 时钟信号电平为 1.8V 的,建议采用晶体时钟电路 6)尽量使用片内 PLL,降低片外时钟频率,提高系统稳定性。 本设计采用晶体和晶振时钟都可,考虑到成本,则首选晶体时钟。晶体、晶振时钟及锁 相环电路如图 4-15 所示 晶振时钟电路的第三引脚输出端还要串接一个 10~500 的电阻以减小输出电流,可减少 时钟毛刺, 避免时序工作异常。 4—16 是晶振直接输出的波形和经限流电阻后的输出波形。 图

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图 4-15 晶体、晶振时钟及锁相环电路图

图 4-16 晶振输出时钟波形 3 复位电路设计 系统上电时可自动复位, 但为了防止系统受到外界干扰或电源波动时出现死机现象, 还 专门加了外部复位电路。复位电路的基本功能是:为 DSP 提供低电平的复位信号,直至系统 电源稳定后,撤销复位信号。为可靠起见,电源稳定后还要经一定的延时才撒销复位信号, 以防电源开关或电源插头分一合过程中引起的抖动而影响复位。复位电阻一般选 10K,电容 一般选 10uF-47uF。外部复位电路如图 4 一 17 所示:

图 4-17 复位电路

图 4-18 JTAG 仿真接口电路

4.JTAG 仿真接口 本系统采用闻亭 EPP5100 硬件仿真器,其仿真信号采用 JTAG 标准 IEEEll49.1,有 14 个引脚,通过 JTAG 接口可将仿真器与目标系统相连。JTAG 扫描逻辑电路用于仿真和测试, 采用 JTAG 可实现在线仿真,同时也是调试过程装载数据代码的唯一通道。仿真电路如图 4 —18 所示: 5.外扩数据和程序存储器 TMS320LF2407A 中集成了 32K 字的 FLASH 和 1.5k 字的 RAM,片内的 FLASH 可用作程序 存储器, 但在开发阶段使用 FLASH 作为程序存储极为不便, 因为每一次程序的修改都需要对 FLASH 进行清除、擦除和编程操作,而且进行 CCS 调试时只能设置硬件断点,故从调试的角 度考虑,应该至少扩充一块程序 RAM。同时为了满足系统大容量数据计算和交换的需要扩展 外部 RAM 作为数据存储器也是必不可少的。 我们选择了 CY7C1021 作为外部存储器。 CY7C1021 为 64Kx 16 的 SRAM,存取时间最小为 l0ns,故不需要插入等待周期,可保证系统全速运行;

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并且 CY7C1021 为 3.3V 器件,可以直接与 2407A 的总线相连。 为了不增加系统复杂度,我们只扩展一片 CY7C1021 作为程序和数据存储器。将 DSP 的 程序/数据空间选通信号 PS/DS 进行逻辑与之后, 接至 CY7C1021 的片选信号端。 这样在访 问程序或数据空间的时候,CY7C1021 都会被选通。扩展电路如图 4-19 所示: 在调试时,在存储映像文件中将 CY7C1021 前 32K 字设为数据 RAM,后 32K 字设为程序 RAM,可将程序实时下载到程序 RAM 中进行调试,避免了对 FLASH 的繁琐操作。当开发完成 后可修改映像文件,将 64K RAM 全部用作数据存储器,而将程序写入内部 FLASH 中,系统即 可脱离开发环境独立运行。

图 4-19 外扩数据和程序存储器 6.非易失性存储器 由于系统在对不同型号的电机进行调速控制的时候,需要存储一些电机参数和控制参 数 , 以 供 下次 选 择 和新数 据 的 录 入。 为 此 要扩展 非 易 失 性存 储 器 ,我们 选 用 了 SPI 总线的存储器 25AA010A,它是 2.5—5.5V 的电源供电,带有块锁存保护的 CMOS 串行 EEPROM 阵列,128 X 8bits 存储空间,可提供至少 1000000 次擦写和 100 年的数据保 存期。其连接电路原理图见图 4-20:

图 4-20 25AA010A 连接电路原理图

4.4.3 DSP 外围接口电路设计
1.串行接口 串行接口电路如图 4—21,我们通过一片 MAX232 构成串行通信接口。MAX232 是双路驱 动/接收器,内部包括电容型的电压生成器,可以将 5V 电源转换成符合 EIA/TIA-232-E 的电压等级。接收器将 EIA/TIA-232-E 标准的输入电平转换成 5VTTL/CMOS 电平。接收器 的典型临界值是 1.3V,典型磁滞是 0.5V。发送器将 TTL/CMOS 输入电平转换成 EIA/ TIA-232-E 电平。这样就可以实现下位机与上位机之间的通信。

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图 4-21 串口电路图 2.CAN 总线接口 UC5350 是 CAN 协议控制器和物理总线的接口,对总线提供不同的发送能力和对 CAN 控 制器提供不同的接收能力, 完全和 IS011898 标准兼容, 并具有对电池和地的短路保护功能。 图 4-22 是 CAN 总线接口电路。

图 4-22 CAN 总线接口电路

4.5 本章小结
本章主要介绍了异步电机变频调试系统的硬件电路设计;详述了以功率器件 IPM 为核 心的主电路及其外围接口、保护电路设计;设计了 DSP 最小系统电路及其外围接口电路。各 部分电路都给出了详细的原理图。

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第五章变频调速系统的软件设计
系统控制能力的优劣很大程度取决十软件可靠性和通用性之外,满足实时性的前提下, 还要具有很好的实时性.控制软件还应具仃灵活性。本系统软件采用了自上而下、从整体到 局部的设计思想,采用模块化设|十方案,使程序恩路清晰,可读性强。

5.1 系统软件整体设计
本系统的软件辛要有两部分组成:一、上位机监控程序:二、下位机控制程序。上位机 负责电机参数的设定、电机及 IPM 运行状态的显示;下位机主要负责串口通信、空间矢量算 法的计算、PWM 输心、电压电流采集、故障监控等。上位机软件只需要实现对 Pc 机串口的 读写操作,本系统采用 Vc++编制了上位机监控显示程序控制界面。由于只是简尊的参数给 定和显示,所以在这小再详细介绍,其界面如图 5—l 所示:

图 5-1 串口通信上位机控制界面 下位机控制程序主要由主程序和三个中断服务子程序组成。主程序主要负责 DSP 初始 化、串口接收发送、循环等待等,其程序流程如图 5—3 所示。中断服务子程序包括:串口 通信中断服务程序、PWM 中断服务程序、故障中断服务程序。 串口通信中断服务程序的主要任务是:一、接收上位机发送的参数给定信息。二、将电 机转速、母线电压、IPM 状态等信息传给上位机显示。其程序流程如图 5—2 所示: PWM 中断服务程序的主要任务是:一、根据给定频率完成频率的调节控制。二、根据当 前频率值实时完成 SVPWM 算法的计算和波形输出。三、电压电流及温度信号的采集和 A/D 转换。其程序流程如图 5—4 所示: 故障中断服务程序主要任务是:当 TMS320LF2407 的功率驱动保护引脚接收到过流、欠 压、过热、短路等故障信号时,产生中断,立刻封锁 PWM 输出,断开主电路并显示相应的故 障,避免系统和 IPM 功率模块烧坏。故障中断服务程序流程如图 5—5 所示:

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图 5-2 串口通信中断程序流程

图 5-3 主程序流程图

图 5-4 PWM 中断服务程序流程

图 5-5 故障中断服务程序流程

5 .2 CCS 集成开发环境概述
CCS(CodeComposer Studio)是 TI 公司推出的一个开放的和具有强大集成能力的 DSP 开 发环境,该套开发环境集代码编辑、编译、调试等多种功能于一体,能完成 DSP 系统开发过 程的各个环节,它山先进的开发工具组成直观的系统,极大地方便了程序开发,减少了 DSP 开发时间。 CCS 中还提供了 DSP/BIOS 丌发工具,CCS 由 C 编译器、模拟嚣软件、调试软件以及插 件等组成。DSP/BIOS 是一个简易的嵌入式操作系统,他大大方便了用户编写多任务应用程

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序。使用 DSP/BIOS 后,还能增强对代码执行效率的监控。该套开发环境集代码生成工具和 代码调试工具为一体, 代码生成工具的作用是将用 C 或汇编语言编写的 DSP 程序编译、 汇编 并连接成为可执行的 DSP 程序: 而代码调试工具的作用足对 DSP 程序及系统进行调试, 能完 成 DSP 系统开发过程的各个环节。 日前,CCS 的垠新版本足 CCS3.3,可支持 TI 的几乎所有系列和型号的 DSP。CCS 集成开 发环境界面如图 5-6 所示:

图 5-6 CCS 集成开发环境界面

5.3 系统程序设计及说明
5. 3.1 程序工程的建立
本控制系统程序是在 CCS3. 开发环境用 C 语言实现模块化程序设计, 3 并构成一个完整 的工程(testsvpwm. pjt)。整个工程由库函数文件、头文件、命令文件、中断向量文件及用 汇编或 C 语言编写的源程序文件组成。主要文件如下: 1) 库文件:RTS2XX.LIB、qmath.1ib 2) 头文件:f2407_c.h、svpwm.h 3) 命令文件:LF2407.CMD 4)中断向量文件:VECTORS.ASM 5)源程序文件:z_main.c 有了以上这些文件, 就可以在 CCS 调试环境中进行源程序的编译、 链接并生成可执行文 件进行仿真调试。工程的整体结构如图 5-7 所示:

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图 5-7 工程的整体结构

5.3.2 程序说明
1.库文件 RTS2XX.LIB 是 C 语言必须用到的系统库,不需要用户编写,可以在 CCS 安装目录下的 C2400\cgtools\lib 中找到。RTS2XX.LIB 包括:1)ANSIC 标准库;2)系统启动程序_c_int0; 3)允许 C 访问特殊指令的函数和宏。qmath.1ib 是 TI 公司提供的数学库函数,是有汇编 语言编写的函数库,可被 C 调用。其处理对象是 Q 格式(详见 5.3.3)的整数,求它们的正 余弦函数、倒数等。由于我们用到了其中的求正弦函数 qsinlt(),所以将该库文件包含到 工程中。 2.头文件 f2407_c.h 是寄存器头文件,以.h 为后缀,其中定义了 DSP 系统用到的一些寄存器映 射地址,用户自己定义的寄存器和所用到的常量定义都在此文件中。头文件代码比较长,可 以从 TI 的例程中复制到工程中,再根据自己需要做适当修改即可。 Svpwm.h 头文件是用户自己编写的,用来定义源文件中所用到的变量、常量或类以及 引用函数等,将定义独立出来实现模块化编程。 3.命令文件 命令文件 LF2407.CMD 以.CMD 为后缀,实现对程序存储器空间和数据存储器空间的分 配。对命令文件的配置是 DSP 应用程序开发中比较重要的一个环节,稍有不对,程序就不能 编译通过。在配置.CMD 文件时,必须对 DSP 的数据和程序存储空间以及汇编伪指令十分熟 悉, 所有空间分配必须建立在 DSP 物理结构基础上, 不能分配一些 DSP 物理结构上不存在或 不合法的空间。 命令文件常用伪指令有 MEMORY 和 SECTIONS。 MEMORY 伪指令用来标示实际存在目标系统 中并且可以被利用的存储范围,每个存储范围具有名字、起始地址和长度。SENTIONS 伪指 令用来描述输入段怎样被组合到输出端内, 在可执行程序内定义输出段, 规定在存储器内何 处放输出段,允许重命名输出段。 本控制系统配置的.CMD 文件配置如下: MEMORY { PAGE 0:VECS :origin=00000h,length=00040h/*程序复位*/ PVECS :origin=00044h,length=00070h/*外围模块中断向量*/ PROG :origin=000150h,length=07f50h /*片内 FLASH*/

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PAGE l:MMRS :origin=00000h,length=0005fh /*MMRS*/ B0 :origin=00200h,length=00100h /*B0*/ B1 :origin=00300h,1ength=00100h /*B1*/ B2 :origin=00060h,1ength=00020h /*B2*/ SARAM :origin=00800h,1ength=00800h /*SARAM*/ } SECTIONS { .reset :{}>VECS PAGE 0 /*复位中断向量表*/ .vectors :{}>VECSPAGE0 /*中断向量表*/ .pvecs :{}>PVECS PAGE 0 /*外围中断模块向量表*/ .cinit :{}>PROG PAGEO /**/ .switch :{}>PROG PAGE 0 /*外部存储器*/ .text :{}>PROG PAGE O /*可执行代码和字符串*/ .stack :{}>B1 PAGE 1 /*堆栈--40 个单元*/ .const :{}>SARAM PAGE 1 /*B2*/ .bss :{}>SARAM PAGE 1 / *B2*/ 4.中断向量文件 中断向量文件 VECTORS.ASM 用来定义系统中的各种中断服务程序。本系统的中断向量 文件设置如下: .title “vectors.asm” .ref _nothing ;illegal trap .ref _c_int0 ;entry point to the code .ref _pwm_int2 ;T1 interrupt .ref _SCIINT .sect “.vectors” RSVECT B _c_ int0 ;PM 0 Reset Vector 1 INTl B _nothing ;PM2 Int level 1 4 INT2 B _pwm_int2;PM 4 Int level 2 5 INT3 B _nothing ;PM 6 Int level 3 6 INT4 B _nothing ;PM 8 Int level 4 7 INT5 B _SCIINT ;PMA Int level 5 8 INT6 B _nothing ;PMC Int level 6 9 ; .end 5.源文件 本控制系统程序源文件 svpwm.C 是用 C 语言编写的,由各种子程序构成,实现模块化 编程。主要包括:主函数 main()、寄存器初始化函数 init_ reg()、事件管理器仞始化函数 ev_init()、电压空间矢量计算函数 svpwm_calc()、Q15 格式转换函数 pnl_calc()、pwm 中 断函数 pwm_int2()、串口通信中断函数 scl_int()、假中断函数 interrupt nothing()等, 实现了 DSP 要完成的各种功能。

5.3.3 Q 格式说明
TMS320lf2407A 属于 16 位定点 DSP 芯片,它的操作数采用整数表示,不能直接处理小 数。处理小数的方法通常采用数的定标法。

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数的定标就是通过设定小数点在 16 位中的不同位置来表示不同大小和不同精度的小 数。通常采用 Q 格式来表示数的定标,即 Qx。其中,X 表示小数的位数,15-X 表示整数的 位数,左边第一位是符号位。如图 5-8 所示,当假定小数点位于第 0 位的右侧时,为 Q0; 当把小数点定位于第 15 位的右侧时,为 Q15。表 5-1 列出了 16 位数的 Q 表示和它们所能表 示十进制数的范围。

图 5-8 Q0 和 Q15 表示法图示 表 5-1 Q 格式及 16 位有符号数的数值表示范围 Q 格式 Q15 Q14 Q13 Q12 Q11 Q10 Q9 Q8 16 位有符号数数值 范围 [-1,0.9999695] [-2,1.9999390] [-4,3.9998779] [-8,7.9997559] [-16, 99951 17] 15. [-32,31.9990234] [-64, 9980469] 63. [-128 127.9960938] , Q 格式 Q7 Q6 Q5 Q4 Q3 Q2 Q1 Q0 16 位有符号数数 值范围 [-256 255.9921875] [-512 511.9804375] [-1024 1023.96875] [-2048 2047.93753 [-4096 4095.875] [-8192 8191.75] [-16384 16383.5] , , , , , , ,

[-32768,32767]

5.4 本章小结
本章主要介绍了本变频调速系统的软件设计方法,给出了程序流程图;简要介绍了 CCS 集成开发环境; 详述了在 CCS 开发环境下设计程序的方法和过程; 给出了比较关键的命 令 文件和中断向量文件的配置程序代码。

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第六章实验结果及分析
1.实验系统图

图 6-1 系统控制板

图 6-2 异步电机变频调速控制系统

2.电压空间矢量波形
SVPWM 理论波形是一个 PWM 周期的,为了便于观测,实验波形采集了频率在 50HZ 情况 下 2 个 PWM 周期(1 个 PWM 周期为 100us)的波形。 如图 6-3 至图 6-8 所示: PWMI、 PWM2、 PWM3 分别对应示波器的 2、3、4 通道输出。

图 6-3 Uref 在扇区 0 的 SVPWM 理论和实验波形

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图 6-4 Uref 在扇区 1 的 SVPWM 理论和实验波形

图 6—5

Uref 在扇区 2 的 SVPWM 理论和实验波形

图 6-6

Uref 在扇区 3 的 SVPWM 理论和实验波形

图 6-7 Uref 在扇区 4 的 SVPWM 理论和实验波形

图 6-8 Uref 在扇区 5 的 SVPWM 理论和实验波形 通过 SVPWM 理论波形和实验波形的对比可知: 本控制系统输出波形是正确的, 很好的实 现了电压空间矢量变频调速控制方法。

3.死区时间观测
为防止 IPM 上下两桥壁同时开通, 本系统设置了 8us 的死区时问。 6-9 为带死区时间 图 的上下两路波形对比。

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图 6-9 带死区时间的 PWM 波形

4.不同频率的 PWM 输出波形观测 不同频率的
图 6-10 至图 6-15 分别给出了 5HZ、10 HZ、20HZ、30HZ、40HZ、50HZ 频率下 PWM 管脚 直接输出的波形和经 RC 滤波后输出的波形。

图 6-10 5HZ 时的 PWM 波形及其经 RC 滤波后的波形

图 6 -11

10HZ 时的 PWM 波形及其经 RC 滤波后的波形

图 6 -12 20HZ 时的 PWM 波形及其经 RC 滤波后的波形

图 6-13 30HZ 时的 PWM 波形及其经 RC 滤波后的波形

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图 6-14 40HZ 时的 PWM 波形及其经 RC 滤波后的波形

图 6-15 50HZ 时的 PWM 波形及其经 RC 滤波后的波形 通过观测从 5~50HZ 不同频率段的 PWM 波形可以看出,在低频段(10HZ 以下)由于零矢 量在一个周期内所占比例较大,非零矢量开通时问较短,经 RC 滤波后观测的波形不足完美 的正弦波,反应在电机上运行状态上是,电机转动的不够平滑(此问题可以通过减小 PWM 中 断周期或采用软件实现 SVPWM 方案来改善),随着频率的升高,输出波形呈现为越来越完美 的正弦波,15HZ 以上就变得非常完美,电机运转的也非常平滑。随着频率的不断升高,电 机转速越来越快,正弦波的周期也相应的不断减小。当频率稳定在 50HZ 的时候,正弦波的 周期也稳定在 20ms 不变,电机以恒定速度运转。 可见, 本变频调速系统能够实现 0~50HZ 内的电机变频调速, 能够满足一般的工业应用, 体现了系统设计的合理性、可行性,达到了预期的设计目标。

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总结
本课题在研究了大量技术资料, 了解了国内外变频调速发展现状的基础上, 以三相交流 异步电机为被控对象,采用 TI 公司的电机专用芯片 TMS320LF2407A 和三菱公司的智能功率 模块 PS21865,通过 V/F 控制和 SVPWM 控制技术相结合的方法实现了对交流异步电机变频 调速控制,主要做了以下工作: 1、分析和论述了电力电子技术、电机变频调速理论、电机控制芯片的国内外发展现状 和趋势。 2、研究了交流异步电机的数学模型和变频调速原理。数学模型包括原始数学模型和通 过坐标变换方法得到的简化数学模型;变频调速原理主要讨论了 V/F 控制和电压空间矢量 (SVPWM)控制原理。 3、完成了变频调速系统的硬件电路设计。主要包括 DSP 最小系统设计、变频主电路设 计、信号采集电路、保护电路等。其中主电路还包括整流、滤波、逆变三部分电路。 4、用 C 语言实现了 SVPWM 控制算法,并用 VC++语言实现了上位机控制程序,可通过串 口完成对电机的频率给定、启动与停机控制、电机运行状态显示等。 通过实验证明:该系统能控制电机实现 O~50HZ 范围内的变频调速,体现了系统设计的 合理性、可行性,达到了预期的设计目标,向变频器的产品化实现迈进了一大步。

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参考文献
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致谢
漫长的毕业设计终于完成了, 这也说明我的在校学习生涯彻底结束了, 但是以后的 社会学习永远不会结束…毕业设计是对我们综合能力的考验, 借这个机会我要感谢我的指导 老师对我的耐心指导,也要感谢教育培养我三年的代课老师们,感谢你们的培养和教育,很 高兴认识你们…另外感谢教育我的母校—常州轻工职业技术学院, 感谢给我学习的空间, 让 年少的我走向成熟, 也给了我能力…对以后的学习成长工作都有很重要的作用, 我永远都不 会忘记母校及老师们的教诲…最后敬我尊重的母校—常州轻工职业技术学院…

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