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太阳能光伏并网发电系统的优化设计与控制策略研究


中南大学 博士学位论文 太阳能光伏并网发电系统的优化设计与控制策略研究 姓名:董密 申请学位级别:博士 专业:控制理论与控制工程 指导教师:罗安 20070501

摘要

世界能源危机和环境问题使得开发利用可再生能源和各种绿色能源以实现可 持续发展成为人类必须采取的措施。而随着太阳能电池和电力电子技术的不断进 步,太阳能光伏发电得到了长

足的发展并已成为新能源利用的主流之一.当前, 光伏发电不断向低成本、高效率和高功率密度方向发展,太阳能光伏利用的主要 形式将是并网发电系统。高性能的数字信号处理器芯片DSP的出现,使得一些先 进的控制策略应用于光伏并网的控制成为可能。 本论文研究太阳能光伏并网发电系统,从成本、可靠性和效率的角度出发, 主要对系统的结构和控制算法进行了深入地探究。 论文首先确定了光伏并网发电系统的电网接口标准和所需设计的逆变器规 格,然后对现阶段最具代表性的光伏并网逆变系统结构进行了分析对比,通过归 纳总结,提出了一种双全桥光伏并网逆变器结构。在此基础上对逆变器每一细节 进行了深入研究:提出了基于虚拟电阻法的输出滤波器性能优化,得到低成本、 高可靠性和高效率的逆变器结构。 论文研究了光伏阵列模块,根据入射太阳光光照强度与所产生电流之间的关 系,对光伏阵列模块的相关特性,如部分遮挡、光伏模块终端的电压/电流纹波, 进行了理论研究,通过仿真软件对光伏阵列模块的各种特性进行了仿真模拟。根 据光伏阵列模块的数学模型,本文提出了一种新的最大功率点跟踪MPPT
(Maximum
Power Point

Tracking)算法一基于开关面零均值动态准滑模MPPT

控制算法,以滑模面周期积分为零代替滑模面为零,解决了滑模控制开关频率不 固定,滑模MPPT控制会在最大功率点附近抖动的问题;结合局部扫描法,使得 MPPT控制简单易行,响应迅速,鲁棒性较强,开关频率固定,适用于部分遮挡和 光照强度变化剧烈的场合,使得光伏并网发电系统能够尽可能大地从光伏阵列模 块中获得太阳能能量,通过仿真和实验分析验证了所提方法的具有高精度和高效 性。 为了使直流端电压尽可能的小,论文对直流端电压参考值的选取进行了研究, 提供了直流端电压的计算方法,减小了MOSFET管的开关损耗,保护了直流端的 电解电容.在此基础上,提出了基于单周期离散比例积分PI(Proportion Integral) 的直流端电压控制,使得交流跟踪电流参考值基于光伏模块产生的电流值,这样 可以方便地调节光伏模块的工作点。 论文提出了基于Walsh的特定消谐脉宽调制的电网电流控制器,减小了光伏 并网逆变器的开关次数和系统损耗,并可控制输出电网电流谐波。为了减小注入

电网的电流谐波,论文还简要地对死区时间效应进行了比较分析,研究了不同的 死区时间对电网电能质量的影响,为死区时间补偿提供了理论依据。从用电安全 与电能质量考虑,研究了快速安全的孤岛效应检测控制方法,分析了太阳能光伏 发电系统直接并网时的安全保护问题,保证了整个系统的高效安全运行。 在理论研究的基础上,本论文研制出光伏并网发电系统实验样机,同时比较 了实际实现与设计之间的差别。对光伏并网发电系统的整个系统性能,包括电网 与逆变器接口性能以及光伏模块与逆变器接口性能进行了多项实验研究。实验结 果验证了太阳能光伏并网发电系统拓扑结构及控制算法的正确性、可行性和高效
性。

最后对论文进行了总结,并提出了一些有待于进一步研究的问题。

关键词:太阳能光伏并网发电,最大功率点跟踪,单周期离散比例积分控制器, 滑模面零动态均值准滑模控制,Walsh变换,特定消谐脉宽调制,孤岛效应



ABSTRACT

The problem of conventional

energy

crisis and

environment

in the world makes it

necessary to exploit the renewable and

green energy

SOtlrC圮S,in order to

coVer the

future

demands.Meanwhile,solar‘'photovoltaic'’power
one

has made great progress and become

ofthe most effective clean and renewable energy with the advance of solar cell and
electronics.Recently,the photovoltaic system

power

constantly

develops with the

tendency of lower following the

cost,higher

efficiency

and

higher power

density

techniques,

higher and higher performance

requirement of key equalizer equipments.

The main application of solar energy will be the grid-connected photovoltaic

system.

With coming
is

into戚ng ofthe high-performance Digital Signal
advanced control
strategies
can

Processor(DSP)chip,it
OH

possible

that some

be

applied

the grid-connected

PV system.

n圮thesis
considering the

addresses

the

solar

grid-connected

photovoltaic
on

system.With
new

cost,reliability and efficiency,it

mainly focuses

the optimal design

and control strategies ofgrid-connected

photovoltaic

system.Therefore,it develops
PV module to the gricL

and cheap concepts for converting electrical

energy,from the power

One method,among many,to make PV

more competitive is achieved by
standards

developing inexpensive and reliable interface and PV module interface
conducted
on

invertcrs.According to the determined by the

of鲥d

project,research

has been

thirlecn kinds of popular inverter
dual full bridge inverter

topologies.By
is

generalizations and such basis,the

comparisons,a

topology

presented.On

inverter,with belonging auxiliary circuits,is designed.And an optimization method of
LCL output filter is

proposed.As



whole.the inverter is developed with low cost,high

reliability and high efficient structure.
The research analysis

contains an

analysis of the PV module,a specification based

on

the
is is

and

inner P-N junction principle.A mathematical

model

for the PV

module

built,and therefore the relationship between sunlight

irradiation

and generated current

determined.Theory research
as

is also carried
at the PV

on

other characteristics of PV
is

module

such

partial shadow

and ripple

module terminal.The module proponies
point
are

established
011

in

simulation software
developed

and

all kinds of associated maximal

simulated.Based

the

model,a

novel

power

tracking㈣P1)algorithm,
on

矗)【ed-frequency quasi-sliding

control flgofithm based

switching

surface

zero



averaged dynamics,is developed,which guarantees the grid-connected photovoltaie system get most amount of energy from PV module.The precision and effMeney
verified by simulation and experiment. The selection of the DC?link voltage reference is carefully analyzed,in order to keep it
as are

low嬲possible.It is desirable for lowering the switching losses of the
protecting DC-link electrolytic capacitor.Based on this result,one cycle

MOSFETs,and

discrete PI controller is proposed to control the DC-link voltage,for which the eun'ent reference is the
one

achieved fbom PV’s ettrrettt.Therefore,the working point of PV easily.

system

Call

be

adjusted

The grid current controller is designed,in order to

injeet a

sinusoidal eun'ent,with

low harmonies into the grid.This controller is designed by using selective harmonic elimination pulse width

modulation(SHE?I'WM)base Oil Walsh

lzansform.bec獬the
current

switching frequency is lower compared with other controllers under the same harmonic distortion.Some additional parts
also discussed,such by
aS

to enhatlce the quality

ofthe grid

current

am

blanking time compensation and detection ofislanding operation

meails of voltage and frequency monitoring presented,which guarantees the

grid-connected PV system operates in safety. On the basis of theoretical research,a prototype of grid-connected PV system is realized,and the difference between the designed goal and actual system is evaluation includes mcllSUl'ClnCllts
on

shown.1k

the interfaces betweell

the鲥d

and inverter,and

between the PV module and the inverter.The test results show that the system is close to keep all the demands,and with correction,feasibility and etticieney. Finally,this paper makes some conclusions,and presents some issues for future research.

KEY WORDS:Grid-eolmeeted Photovoltaie

System,Maximum

Power Point Tracking
Oil

fMP]'a3,One

Cycle Discrete PI

Controller,Quasi?sliding

Control Based

Switching

Surface Zero Averaged Pulse

Dynamics,Walsh Transform,Selective Harmonic Elimination

Width Modulation(SHE—PWM).

IV

原创性声明
本人声明,所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作
及取得的研究成果。尽我所知,除了论文中特别加以标注和致谢的地方外,

论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果,也不包含为获得中南
大学或其他单位的学位或证书而使用过的材料。与我共同工作的同志对本 研究所作的贡献均已在在论文中作了明确的说明。

作者签名:童鏖

日期:盟哇月上日

关于学位论文使用授权说明
本人了解中南大学有关保留、使用学位论文的规定,即:学校有权 保留学位论文,允许学位论文被查阅和借阅;学校可以公布学位论文的全 部或部分内容,可以采用复印、缩印或其它手段保存学位论文;学校可根

据国家或湖南省有关部门规定送交学位论文。

作者签名:选

导师签名

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第一章绪论

第一章绪论

1.1太阳能光伏发电的背景及意义
能源是人类经济及文化活动的动力来源。在20世纪的世界能源结构中,人类 所利用的一次能源主要是石油、天然气和煤炭等化石能源。这些化石能源本质上 是数万年甚至更长时间以来太阳能辐射到地球上的一部分能源储存到古生物中, 经过人类数千年,特别是近百年的消费,这些化石能源已被消耗了相当比例。随 着经济的发展、人口的增加和社会生活水平的提高,未来世界能源消费量将持续 增长,世界上的化石能源消费总量总有一天将达到极限“一。 此外,大量使用化石燃料已经为人类生存环境带来了严重的后果。目前由于 大量使用矿物能源,全世界每天产生约l亿吨温室效应气体,己经造成极为严重 的大气污染。如果不加控制,温室效应将融化两极的冰山,这可能使海平面上升 几米,四分之一的人类生活空间将由此受到极大威胁。当前人类文明的高度发展 与地球生存环境的快速恶化己经形成一对十分突出的矛盾。它向全世界能源工作
者提出了严峻的命题和挑战…。

针对以上情况,开发利用可再生能源和各种绿色能源以实现可持续发展是人 类必须采取的措施。从能源供应的诸多因素考虑,太阳能无疑是符合可持续发展 战略的理想的绿色能源。全球能源专家们认定,太阳能将成为2l世纪最重要的能
源之一“。。

而利用太阳能光伏发电具有:(1)无污染:绝对零排放——无任何物质及声、
光、电、磁、机械噪音等“排放”;(2)可再生:资源无限,可直接输出高品位电 能,具有理想的可持续发展属性;(3)资源的普遍性:基本上不受地域限制,只 是地区之间有丰富与欠丰富之别;(4)机动灵活:发电系统可按需要以模块方式 集成,可大可小、扩容方便;(5)通用性、可存储性:电能可以方便地通过输电 线路传输、使用和存储;(6)分布式电力系统:将提高整个能源系统的安全性和 可靠性;(7)资源、发电、用电同一地域:可望大幅度节省远程输变电设备的投 资费用;(8)光伏建筑集成BIPV(BuildingIntegratedPhotovoltaics):节省发电基

地使用的土地面积和费用等优点.太阳电池的主要原料一一硅的储量十分丰富,
随着太阳电池研究的快速进程和转换效率的不断提高以及与其相关之系统技术的 进展,发电成本己经呈现快速下降趋势。可以预料,太阳能光伏发电在人类社会
的未来发展中必将占据越来越重要的地位阻”.

因此,利用太阳能发电是集开发利用绿色可再生能源、改善生态环境、改善

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第一章绪论

人民生活条件于一体而面向21世纪人类发展的重大课题;同时又是集光电子半导 体、电力电子、现代电力系统、电机学、电化学和现代控制理论等高新技术于一 体的交叉科研课题。它具有巨大的经济、政治和社会效益,同时又含有丰富的学 术研究价值和基础理论问题嘲。

1.2太阳能光伏发电的历史和研究现状
太阳能的转换利用方式有光一电转换、光一热转换和光一化学转换等三种方 式。利用光生伏打效应原理制成的光伏电池,可将太阳的光能直接转换成电能加 以利用,称为光一电转换,即光伏发电I钔。
1.2.1光伏发电历史

对光伏发电技术的研究始于100多年前。1839年,法国物理学家A.E.贝克勒 尔意外地发现,用两片金属浸入溶液构成的伏打电池,光照时会产生额外的伏打 电势,他把这种现象称为“光生伏打效应”。 1873年英国科学家Wilough B.Smith就观察到了对光敏感的硒材料,并推断 出在光的照射下硒导电能力的增加正比于光通量。1880年Charles Fritts开发出以 硒为基础的光伏电池。以后人们既把能够产生光生伏打效应的器件称为“光伏器 件”。半导体P-N结器件在阳光下的光电转换效率最高通常称这类器件为“光伏
电池”聊。

从1961年到1971年,硅光伏电池技术没有取得重大进展。研究的重点放在 提高抗辐射能力及降低成本方面。在1972年到1976年之间研制出了各种空间用 的光伏电池并以不同的商标出现。在20世纪中期,研制出超薄单晶硅光伏电池。 从20世纪中后期开始,光伏技术得到不断的完善,成本不断降低,形成了不断发 展的光伏技术产业,成为2l世纪世界能源舞台上的主要成员之一lloi。

1.2.2国外光伏发电技术的现状

当今世界各国特别是发达国家对于光伏发电技术十分重视,针对其制定规划, 增加投入、并加以大力发展。20世纪80年代以来,即使是在世界经济处于衰退和 低谷的时期,光伏发电技术产业也一直保持以10%~15%的递增发展速度。90年 代后期,其发展更为迅速,并成为全球增长速度最快的高新技术产业之一。1997 年世界光伏电池组件的总产量达到200MW,比1996年增长了35%。各国一直在 通过改进工艺、扩大生产规模、开拓新市场等手段来降低光伏电池的制造成本IlIt
121。



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第~章绪论

近几年,全世界太阳能电池的生产量平均每年增长近40%,2004年全世界生 产总量更达1000M阢本世纪以来,一些发达国家纷纷制定了发展包括太阳能电池 在内的可再生能源计划。太阳能电池的研究和生产在欧洲、美洲、亚洲大规模展 开。美国和日本为争夺世界光伏市场的霸主地位,争相出台太阳能技术的研究开 发计划,如到2010年,美国计划累积安装4600肘矽(含百万屋顶计划)113—41;日本 计划累计安装5000兆瓦(NEDO日本新阳光计划)【5—51。根据“光伏报导”杂志 2003年3月出版的22卷上发表的世界太阳能电池组件产量汇总:

表1.1世界太阳能组件产量汇总表

世界太阳能电泐组件产量(单位:MW)
国家 美国 日本 欧洲 其它国际 总计
1995 34.75 16.40 20.10 6.35 77.60 1996 38.85 21.20 18.80 9.75 88.60 1997 51.0 35.O 30.4 9.4 125.8 1998 53.7 49.0 33.5 18.7 154.9 1999 60.8 80.0 40.0 20.5 201.3 2000 74.97 128.60 60.66 23.42 287.65 2001 100.32 171.22 66.38 32.62 390.54 2002 100.6 251.07 112.75 47.8 512.22

从上述“世界太阳能电池组件产量汇总表”,可以清楚地看出:世界太阳能 电池材料发展的趋势是非常迅猛的。世界太阳能电池组件(包括其基础性材料单 晶硅)的发展,2002年是1995年的6.6倍(增长5.6倍);其中日本2002年是 1995年的15.3倍(增长14.3倍).2004~2006世界主要太阳电池生产商发展规 划见图1.1。

图1.1世界主要太阳电池生产商发展舰.划

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第一章绪论

1.2.3我国太阳能光伏发电的现状

我国于1958年开始研究光伏电池,1972年首次成功地将光伏电池用于地面, 1979年开始生产单晶硅太阳能电池。中国的光伏产业的发展有2次跳跃,第一次 是在上世纪80年代末,我国的改革开放正处于蓬勃发展时期,国内先后引进了多 条太阳能电池生产线,使我国的太阳能电池生产能力由原来的3个小厂的几百千
瓦一下子上升到6个厂的4.5

M矿,引进的太阳电池生产设备和生产线的投资主要

来自中央政府、地方政府、国家工业部委和国家大型企业。第二次光伏产业的大 发展在2000年以后,主要是受到国际大环境的影响、国际项目/政府项目的启动 和市场的拉动;例如;2002年由国家法改委负责实施的“光明工程”送电到乡和 即将实施的送电到村工程均采用了太阳能光伏发电技术。由于我国西部人口密度 小,居住分散,同时又拥有丰富的太阳能资源。太阳能光伏发电是即廉价又清洁 的能源选择“”。 近20年来,我国光伏产业的发展已初具规模,但在总体水平上我国同国外相 比还有很大差距,表现为: (1)生产规模小。我国太阳电池制造厂的生产能力约为0.5~1兆瓦/年,比 国外生产规模低一个多数量级。 (2)技术水平较低。电池效率、封装水平同国外存在一定差距。 (3)专用原材料国产化经过“八五”攻关取得一定成果,但性能有待进一步 改进,部分材料仍采用进口品。 (4)成本高。目前我国电池组件成本约30元/瓦,平均售价42元/瓦,成本 和售价都高于国外产品。 (5)市场培育和发展迟缓,缺乏市场培育和开拓的支持政策、措施。 我国目前尚有约30000@"村庄,700万户,3000万农村人员还没有用上电,60% 的有电县严重缺电,光伏市场潜力巨大。专家预测2006年我国太阳能电池生产能 力将超过300 Mw。在今后的十几年中,太阳电池的市场走向将发生很大的改变, 到2010年以前中国太阳电池多数是用于独立光伏发电系统,从2011年到2020年, 中国光伏发电的市场主流将会由独立发电系统转向并网发电系统,包括沙漠电站

和城市屋顶发电系统唧。
表1.2按照应用领域市场划分的预测(%)
应用领域 农村电气化 通信和工业 太阳能商品和其它 并网发电 合计
100 2000 40 50 10 2005 55 20 20 5 2010 60 lO 10 20 100 2020 lO 15 15 60 100 2050 5 8 8 80

l∞

l∞



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第一章绪论

2005年2月28日,

第十届全国人代表大会常务委员会第十四次会议通过‘中

华人民共和国可再生能源法》,于2006年1月1日起正式实施。可再生能源法规定 国家将可再生能源开发利用的科学技术研究和产业化发展列为科技发展与高技术 产业发展的优先领域,纳入国家科技发展规划和高技术产业发展规划,并安排资 金支持可再生能源开发利用的科学技术研究、应用示范和产业化发展,促进可再 生能源开发利用的技术进步,降低可再生能源产品的生产成本,提高产品质量。 国家鼓励和支持可再生能源并网发电。 为促进我国可再生能源和新能源技术及相关产业的发展,根据国家可再生能 源中长期发展规划,国家发展和改革委员会决定在2005~2007年期间,实施可再

生能源和新能源高技术产业化专项。其中太阳能光伏发电、太阳能电池用硅锭脏
片以及高效低成本太阳能电池组件及系统控制部件的产业化成为可再生能源和新 能源高技术产业化专项支持的重点领域之一。太阳能是洁净无污染的巨大能源, 最大限度地开发利用太阳能将是人类新能源利用方面的科技发展方向。近年来, 由于世界能源的日趋紧张和光伏技术的不断发展,廉价的非晶硅太阳电池的生产 技术已经成熟。大规模的光伏发电,可解决广大中西部无电地区居民的能源问题。 专家预测,若光伏电池与城市和农村的建筑相结合,实行光伏并网发电,不但达 到绿色环保的目的,而且会逐步改变我国传统能源结构,对克服我国能源紧张、 改善生态环境及人体健康具有重大意义l”’”J。

1.3太阳能光伏并网发电系统的发展
光伏发电有离网和并网两种工作方式。过去,由于太阳电池的生产成本居高 不下,光伏发电多数被用于偏远的无电地区,而且以户用及村庄用的中小系统居 多,都属于离网型用户.但是近年来,光伏产业及其市场发生了极大的变化,开 始由边远农村地区逐步向城市并网发电、光伏建筑集成的方向快速迈进。太阳能 已经全球性地由“补充能源”的角色被认可将是下一代“替代能源”. 并网光伏发电技术是当今世界光伏发电的趋势,是光伏技术步入大规模发电 阶段,成为电力工业组成部分之一的重大技术步骤。与离网运行的太阳能光伏电 站相比,并入大电网可以给太阳能光伏发电带来诸多好处。首先,不必考虑负载 供电的稳定性和供电质量问题;其次,光伏电池可以始终运行在最大功率点处, 由于大电网来接纳太阳能所发的全部电能,提高了太阳能发电的效率;再其次, 省略了蓄电池作为储能环节,降低了蓄电池充放电过程中的能量损失,免除了由 于存在蓄电池而带来的运行与维护费用,同时也消除了处理废旧蓄电池带来的间 接污染。

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第一章绪论

并网光伏发电系统一般由光伏阵列模块、逆变器和控制器三部分组成。逆变 器将光伏电池所产生的电能逆变成正弦电流并入电网中;控制器控制光伏电池最 大功率点跟踪、控制逆变器并网的功率和电流的波形,从而使向电网转送的功率 与光伏阵列模块所发的最大电能功率相平衡。控制器一般基于单片机或数字信号
处理芯片。

1.3.1太阳能光伏并网逆变器的发展 太阳能光伏并网逆变器是连接光伏阵列模块和电网的关键部件,它完成控制 光伏阵列模块运行于最大功率点和向电网注入正弦电流两大主要任务【191。 早期太阳能光伏并网系统的逆变器结构如图1.2(a)所示。它采用单级无变压器、 电压型全桥逆变结构。其特点是结构简单、造价低、鲁棒性强;但受限于当时开 关器件水平,系统的输出功率因数只有0.6~O.7,且输出电流谐波大【20】。随着电子 开关器件的发展,高频器件(频率>16kJIz)BJT、MOSFET或IGBT等逐渐取代了 并网换相晶闸管。如图1.2(b)所示,由于采用PWM全桥逆变电路和高频开关电子器 件,输出谐波得到了很好地控制【211;但16~20kHz开关频率使得开关损耗增大,系
统效率降低。

光伏阵爿

(a)并网换相晶闸管开关逆变器

(b)自换相晶闸管开关逆变嚣 图1.2单级无变压器结构的光伏逆变器


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第一章绪论

图1.2单级逆变系统直接将直流转化为交流,它的主要缺点是: (1)需要较高的直流输入,使得成本提高,可靠性降低; (2)对于最大功率点的跟踪没有独立的控制操作,使得系统整体输出功率降
低;

(3)结构不够灵活,无法扩展,不能满足光伏阵列模块直流输入的多变性。 因此在直流输入较低时,考虑采用交流变压器升压,以得到标准交流电压与 频率,同时可使得输入输出间电气隔离。

图1.3为带工频变压器结构的光伏逆变系纣地221。它最大优点是逆变器在低压
侧,因此逆变桥可以采用高频低压器件MOSFET,从而节省了初期投资;而且由 于在低压侧实现逆变器的控制,使得整个控制过程更容易实现。另外,此结构还 适用于大电流光伏模块。

图1.3带工频变压器结构的光伏逆变器

然而工频升压变压器体积大,效率低,价格也很昂贵,随着电力电子技术和 微电子技术的进一步发展,这一问题采用高频升压变换得到了解决。高频升压变 换能实现更高功率密度的逆变,如图1.4所示,升压变压器采用高频磁芯材料,工 作频率均在20kHz以上.它体积小、重量轻,高频逆变后经过高频变压器变成高频 交流电,又经高频整流滤波电路得到高压直流电(通常在300V以上),再由工频 逆变电路实现逆变瞄,241。



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第一章绪论

图1.4多级带高额变压器结构的光伏逆变器

多转换级的带高频变压器的逆变结构相比带工频变压器的逆变结构,功率密 度大大提高,逆变器空载损耗也相应降低,从而效率得到提高,但这种类型的变 换器也有其缺点,这就是逆变器的电路结构复杂,使得可靠性降低。 光伏逆变器由单级到多级的发展,使电能转换级数增加,能够方便满足最大 功率点跟踪和直流电压输入范围的要求;但是单级逆变器结构紧凑,元器件少, 损耗更低,逆变器转换效率更高,更易控制。因此在结合两者优点的前提下,尽 可能提高直流输入电压,就能提高逆变器的转换效率。 通常光伏并网逆变器按照应用的方式和领域可以分为三类:一是面向大型电 站级的集中式逆变器,二是面向组件级的支路式逆变器,三是和光伏组件集成的 交流模块。集中式光伏并网逆变器,如图1.5(a)所示,一般用在大型光伏电站中, 多组串联的光伏方阵并联在逆变器的直流输入端,再通过逆变器转换成交流电并 入单相或者三相交流电网,它的功率等级一般在20kW~40kW,这种逆变器最初 使用的功率器件是晶闸管,随着半导体工业的发展,功率器件广泛采用IGBT,而 且先进的数字信号处理器DSP(Digital
Signal

Processor)也引入到控制系统中,用

以改善逆变器并网波形,这种系统有望将来大规模应用到超大规模光伏沙漠电站 中。支路式并网逆变器如图1.5(b),其概念是在1995年首先在欧洲市场建立起来的, 将光伏组件串联起来,接到并网逆变器的输入端,通过逆变器逆变并入低压电网, 这种逆变器通常为单相,功率等级大约在lkW~3七∥之间;这种系统非常适合于城 市分布发电和家庭户用并网发电,也是光伏市场上正在广泛应用的系统。多台支 路式并网逆变器(如图1.5(c)所示)在交流侧并联,可以很容易的构成兆瓦级大型 并网光伏电站,在德国和中国已经有这样的示范工程。交流模块(图1.5(d)所示) 是将小型逆变器和光伏组件直接结合起来,交流侧并联到低压电网,这种模块的 功率等级在50W~400W之间,这种系统被认为是未来并网逆变器的重要发展方向 之一,这种模块面临的挑战是如何实现低价和高可靠性的统一,也是本课题研究
的重点。


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第一章绪论

光伏阵爿

(a)集中型

光伏阵列

逆变嚣

(b)支路型

光伏阵爿

逆变嚣

(c)多支路型

光伏阵列

逆变暑

(d)交流模块集成型 图1.5光伏并网逆变器结构



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第一章绪论

1.3.2太阳能光伏并网发电系统控制策略的发展 光伏发电系统实现并网运行必须满足:输出电压与电网电压同频同相同幅值, 输出电流与电网电压同频同相(功率因数为1),而且其输出还应满足电网的电能 质量要求。这些都依赖于逆变器的有效控制策略。光伏并网发电系统的控制一般 分为两个环节:第一个环节得到系统功率点,既光伏阵列模块工作点;第二个环 节完成光伏逆变系统对电网的跟踪。同时,为保证光伏逆变器安全有效地直接工 作于并网状态,系统必须具备一定的保护功能和防孤岛效应的检测与控制功能。

1光伏阵列模块工作点跟踪控制 光伏阵列模块工作点的控制主要有恒电压控制CVT(Constant
Voltage

Tracking)和最大功率点跟踪MPPT(Maximum Power Point Tracking)两种方式。 CVT控制是通过将光伏阵列模块端电压稳定于某个值的方法,确定系统功率 点。其优点是控制简单,系统稳定性好。但当温度变化较大时,CVT控制方式下 的光伏阵列模块工作点将偏离最大功率点【8,251。 MPPT是当前较广泛采用的光伏阵列模块功率点控制策略。它通过实时改变系 统的工作状态,跟踪阵列的最大工作点,从而实现系统的最大功率输出。它是一 种自主寻优方式,动态性能较好,但稳定性不如CVT。其常用方法有。上山”法、

干扰观察法脚,27l、电导增量法幽等,具体实现参见文献【8】。
现在对MPPT的研究集中在简单、高稳定性的控制算法实现上,如最优梯度法 隅291、模糊逻辑控制法[30-321、神经元网络控制法【30,33,34]等,也都取得了较显著的 跟踪控制效果。

2光伏发电系统跟踪电网控制 对电网的跟踪控制是整个太阳能光伏发电系统控制的核心,直接关系到系统 的输出电能质量和运行效率。由于光伏并网逆变器是基于脉冲宽度调制PwM
(Pulse Width

Modulation)逆变实现的,所以其控制属于逆变器PWM电流控制方

式【3蜘。

较早出现的PWM!I[E线性控制方法有;瞬时比较方式和三角波比较方式18,361。 图1.6所示的瞬时比较方式,电流误差的补偿和PWM信号的产生同时在同一控 制单元完成,并且构成了闭环反馈,使得控制器实现简单,具有良好的动态响应 和内在的电流保护功能。但是它具有控制延时,开关频率不固定,无法产生零电 压矢量等不足,因此输出电流波动、谐波畸变率都很大【37’3引。为避免器件开关频 率过高,可采用滞环宽度根据输出电流而自动调节的滞环比较器;或采用定时控 制的瞬时值比较方式,但此方法的补偿电流误差不固定闭。
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第一章绪论

电同
Es

图1.6滞环电流瞬时比较控制框图

三角波比较方式的原理如图1.7,放大器A常采用比例或比例积分放大器。与 瞬时值比较方式相比,该方法的优点是输出电压中所含谐波较少(含有与三角波 相同频率的诣波);器件的开关频率固定(等于三角波的频率);但该方法硬件 较为复杂,跟随误差较大;放大器的增益有限;电流响应比瞬时值比较方式的慢[361。



图I.7三角波比较方式的原理图

目前更好的闭环电流控制方法是基于载波周期的一些控制方法,例如无差拍 PWM技术。它是将目标误差在下一个控制周期内消除,实现稳态无静差效果。此 方法计算量较大,但其开关频率固定、动态响应快,适宜于光伏并网的数字控制 实现IlL 391. 随着微处理器技术,尤其是数字信号处理器DSP的发展,现代控制理论中许多 先进算法也被应用到光伏逆变系统的控制中,如人工神经网络140,411、自适应【421、 滑模变结构【43l、模糊控制144,451等,它们在各自领域解决了某些控制问题,但同样 具有各种相应的局限性。比如人工神经网络控制的精度依赖于模型训练样本;自 适应控制要求在线辩识对象模型,算法复杂、计算量大;滑模变结构控制存在系 统抖振问题;模糊控制依赖于隶属函数的选取,控制精度有待提高等。 三相并网系统中,较多地采用将交流变量转化为直流变量,将三相变挟为两

相的控制策略。并提出在如同步参考坐标系下基于空间矢量脉宽调制sVPwM (Space Vector Pulse Wi拙Modulation)的线性电流控制器1461。SVPWM控制在解
耦的旃由和4轴形成电流控制环,具有固定的开关频率,很好的输出谐波频谱,优 化了开关控制方案和直流电压利用率[471。但它输出的电流质量一般,并且不具备

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第一章绪论

内在的过电流保护能力。 近几年,光伏并网系统的综合控制成为其研究发展的新趋势。文献[33】研究了 基于瞬时无功理论的无功与谐波电流补偿控制,使得光伏并网发电系统既可以向 电网提供有功功率,又可实现电网无功和谐波电流补偿。这对逆变器跟踪电网控 制的实时性、动态特性要求更高。研究适合于这类光伏发电系统的控制方法对电 网电能质量的提高具有重大意义。 3光伏发电系统孤岛效应的检测及控觎 逆变器直接并网时,除了应具有基本的保护功能外,还应具备防孤岛效应的 特殊功能。从用电安全与电能质量考虑,孤岛效应是不允许出现的:孤岛发生时 必须快速、准确地切除并网逆变器I他491,由此引出了对光伏发电系统孤岛效应进 行检测控制的研究。 孤岛效应的检测一般分成被动式与主动式。被动式检测是利用电网监测状态 (如电压、频率、相位等)作为判断电网是否故障的依据I如.5ll。如果电网中负载 正好与逆变器输出匹配,被动法将无法检测到孤岛的发生。主动检测法则是通过 电力逆变器定时产生干扰讯号,以观察电网是否受到影响作为判断依据[SOl,如脉 冲电流注入法【521、输出功率变化检测法【”,S4]、主动频率偏移法ISll和滑模频率偏移 法IS4,55】等。它们在实际并网逆变器中都有所应用,但也存在着各自的不足。当电 压幅值和频率变化范围小于某一值时,频率偏移法无法检测到孤岛效应,即存在 “检测盲区”【羽。输出功率变化检测法虽不存在“检测盲区”,然而光伏并网系 统受到光照强度等影响,其光伏输出功率随时在波动,对逆变器加入有功功率扰 动,将会降低光伏阵列模块和逆变系统的效率。为了解决这个问题,光伏并网的 有功和无功综合控制方法经常被提出来【’1。 随着光伏并网发电系统进一步的广泛应用,当多个逆变器同时并网时,不同 逆变器输出的变化非常大,从而导致上述方法可能失效。因此,研究多逆变器的 并网通信、协同控制已成为其孤岛效应检测与控制的研究趋势【5羽。

1.4论文的课题背景和主要研究内容
本论文研究的课题属于国家自然科学基金项目“混合型大功率有源电力滤波 器难点问题的研究”(编号:60474041)、国家创新基金项目“电能质量检测控制 与谐波治理设备”(编号:05c26224301154)及其拓展。课题研究的目的是:面对 传统能源紧缺,且存在污染的问题,大力研究和发展可再生能源发电技术,研制 出利用太阳能的光伏并网发电系统的优化结构和高性能控制策略,将电力电子技

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第一章绪论

术和控制技术有机结合,使系统即能够最高效率的利用太阳能,又能注入理想的 电流波形入电网,提供理想电能,为太阳能光伏并网发电系统产品化提供应用理 论基础和技术支持,开辟工业应用途径。 本论文以该课题的研究为核心内容,根据现代可再生能源并网发电系统在满 足实际广泛应用时必须低成本和高效率的特点和要求,针对目前光伏系统在结构 及控制方法中的不足,提出了双全桥光伏逆变器结构和特次消谐控制策略,并着 重研究了该系统的原理、设计和控制问题,同时对相关问题进行了分析和探讨。
论文的主要研究内容包括:

(1)提出一种结构灵活、高能量传输、低成本的太阳能光伏并网逆变器拓扑结 构。针对太阳能光伏并网发电的特点和成本问题,研究各种光伏逆变结构, 并对其外围保护电路、滤波电路等进行优化设计,保证太阳能光伏并网发 电系统的高效运行。 (2)研究新的控制算法实现快速稳定地最大功率点跟踪。根据太阳能光伏阵列 功率输出特性,控制光伏阵列的输出电压,保证光伏阵列在最大功率点运 行,最大限度地将光能转化为电能,提高系统效率。 (3)研究太阳能光伏并网发电系统高效运行的控制策略。在太阳能光伏并网发 电系统数学模型的基础上研究其控制方法,使系统满足动态响应速度和稳 态控制精度的要求下,尽可能的减少逆变开关次数,达到高效、高质量的
电能输出。

(4)研究快速安全的保护检测及控制方法。分析太阳能光伏发电系统直接并网 时的安全保护问题,除了基本的保护功能外,还应具备防孤岛效应的特殊 功能。从用电安全与电能质量考虑,研究快速安全的孤岛效应检测控制方 法,保证整个系统的高效安全运行。 (5)分析太阳能光伏发电系统并网运行时对电网电能质量的影响。综合考虑并 网发电与对电网电能质量的治理,为可再生能源发电以及电力系统管理提
供必要的技术和信息支持.

论文的章节安排如下: 第一章绪论。本章首先阐述了太阳能光伏发电的背景及战略意义,介绍了光 伏发电的历史和现状,分析了并网发电系统高性能运行的客观要求,以及并网逆 变器和并网发电系统控制策略的发展现状,重点综述了太阳能光伏并网逆变器、 光伏阵列模块工作点跟踪控制、光伏发电系统跟踪电网控制和孤岛效应检测与控 制的发展,最后介绍了论文的课题背景和主要研究内容。 第二章光伏并网逆变器结构的比较与优化设计。本章首先从电网、光伏阵列 模块和用户对光伏并网逆变器的要求出发,给出了设计光伏并网逆变器的主要性

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第一章绪论

能指标。在这些指标的基础上,深入分析了各种最具代表性的光伏并网逆变器的 拓扑结构和工作原理,将它们进行归纳、总结和比较,为光伏并网逆变器的优化 设计提供了理论参考。提出了双全桥光伏逆变器结构,深入研究了逆变器系统中 各元器件的作用机理,分析了各部件的选型和优化设计,提出了基于虚拟电阻的 输出滤波器,采用各种最优方法使光伏并网逆变器达到低成本、高效率运行的要 求。通过理论分析和仿真研究为光伏并网逆变器的实际应用提供了理论基础。 第三章光伏阵列模块特性及最大功率点跟踪。本章首先研究了光伏电池的工 作原理,通过分析其等效数学模型,在仿真软件中建立了光伏阵列模块的等效模 型,在此基础上分析了光伏阵列模块部分遮挡和电压电流波动时的特性,为最大 限度光电转换,充分利用太阳能提供了定性的分析。通过对现有的最大功率点跟 踪控制方法的研究,分析了它们的优缺点,提出了基于滑模面零均值动态的固定 开关频率准滑模MPPT控制方法,其实现简单,适用于外界温度和光照强度变化 剧烈,或部分遮挡的场合。仿真结果证明了所提MPPT控制方法的精确性和高效
性。

第四章光伏并网发电系统的控制器设计。本章在综合考虑光伏并网发电系统 和控制器的作用及工作原理的基础上,根据第二章中提出的优化设计结构,深入 研究了直流端电压控制器、DC.AC逆变器控制器、锁相环控制器、死区补偿控制 和孤岛效应检测与控制,使整个系统能高效率、高精度、低成本运行。根据直流 端电压最小原则,分析了直流端参考电压的计算办法,进一步提出了直流端电压 单周期离散比例积分PI(Proportion IntegraD控制策略,通过理论及仿真研究分析, 此算法简单易行,具有很好的动态性能和稳态性能。为了减小开关损耗并降低电 网谐波电流,提出基于Walsh的特定消谐SHE(Selective
Harmonic Elimination)

逆变器PWM控制策略,通过在线计算开关角,能够精确控制注入电网的电流,并 在相同畸变率下降低了逆变器的开关次数,有效地提高了系统效率。从用电安全 与电能质量方面考虑,研究了快速安全的孤岛效应检测控制方法,分析了太阳能 光伏发电系统直接并网时的安全保护问题,保证整个系统的高效安全运行。 第五章太阳能光伏并网发电系统的实验与分析。本章详细介绍了一套160W 的光伏模块的实现。系统以DSP’F240为控制核心,根据光伏逆变器优化设计的结 构和元器件选型,实现了光伏逆变器系统及其控制器。通过对系统的测试与实验, 验证了整个光伏并网发电系统结构和控制器的合理性和高效性,得出了实验数据, 分析了其应用效率,分析了太阳能光伏发电系统并网运行时对电网电能质量的影 响,为光伏并网发电系统的产品化提供了基础。 第六章总结与展望。对全文进行了总结,提出了有待进一步研究的工作重点 和研究方向。
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第二章光伏并网逆变器结构的比较与优化设计

第二章光伏并网逆变器结构的比较与优化设计
光伏发电系统最主要的缺点是初期投资大、成本较高,因此一方面要求探索 高性能、低造价的新型光电转换材料与器件,另一方面需进一步减少光伏发电系 统的自身损耗、提高运行效率。光伏并网逆变器效率的高低不仅影响其自身损耗, 而且还影响到光电转换器件以及系统其它设备的容量选择与合理配置。因此,逆 变器已成为影响光伏并网发电系统经济可靠运行的关键因素,研究其结构与控制 方法对于提高系统发电效率、降低成本具有极其重要的意义。 近年来越来越多的研究者致力于光伏并网逆变器结构和相应控制策略的研 究。在传统的光伏发电系统中,研究者将多块光伏阵列模块串联或并联在一起, 以得到足够高的直流电压,满足并网要求。但是多块光伏阵列模块组合在一起难 免会受到部分阴影遮挡的影响,降低了系统效率。为了克服以上光伏并网系统的 缺陷,提出了交流模块的概念限删,即每块光伏阵列模块对应一个逆变系统。这 样能够对每块光伏阵列模块进行单独的控制,实现MPPT,最大效率地将光伏阵列 模块产生的电能投入电网。因此光伏并网交流模块是光伏并网发电系统结构的发 展趋势,它有效地降低了每一瓦特光伏发电的成本。并且将其设计为“即插即用” 和方便扩展的结构,使它的实际应用越来越广泛。 本章先从电网、光伏阵列模块以及用户对于光伏并网发电系统结构的要求出 发,设计并给出了光伏并网逆变器的主要性能指标和参数;并参考大量的文献, 对现阶段12种不同的逆变器拓扑结构进行了研究分析,比较了它们的成本与运行 效率;对它们进行了总结归类,根据使用寿命、成本和效率三方面因素,提出了 一种经济、合理、高效的双全桥光伏并网逆变器结构;并对光伏并网逆变器进行 了优化设计: (1)对于直流端电解电容和逆变器MOSFET管进行了优化选型; (2)针对缩减成本,提出了一种LCL输出滤波器的优化方法; (3)当逆变器初次投入电网,直流端电容放电时,分析了多种方法防止涌入 电流冲击电网。根据功率损耗和成本最优,研究了最优限制涌入电流方案。 (4)对DC-DC变换器的各部件,主要是主电路、直流端薄膜电容、整流二 极管、MOSFET管和输入电容的结构和选型进行了充分的优化和仿真研究。

2.1光伏并网发电系统对逆变器的要求
光伏并网发电系统一般由光伏阵列模块、逆变器和控制器三部分组成,如图

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第二章光伏并网逆变器结构的比较与优化设计

2.1所示。逆变器是连接光伏阵列模块和电网的关键部件,它实现控制光伏阵列模 块运行于最大功率点和向电网注入正弦电流两大主要任务。

图2.1光伏并网发电系统的结构示意图

2.'.1电嘲对逆变器的要求 光伏并网逆变器要与电网相连,必须满足电网电能质量、防止孤岛效应和安 全隔离接地三个要求。 为了避免光伏并网发电系统对公共电网的污染,逆变器应输出失真度小的正 弦波。影响波形失真度的主要因素之一是逆变器的开关频率。在数控逆变系统中 采用高速DSP等新型处理器可明显提高并网逆变器的开关频率性能,它已成为实 际系统广泛采用的技术之一;同时,逆变器主功率元件的选择也至关重要。小容 量低压系统较多地使用功率场效应管(MOSFET),它具有较低的通态压降和较高 的开关频率;但MOSFET随着电压升高其通态电阻增大,因而在高压大容量系统 中一般采用绝缘栅晶体管(IGBT);而在特大容量系统中,一般采用可关断晶闸管 (G1D)作为功率元件。 依据IEEE 2000-929和ULl741标准,所有并网逆变器必须具有防孤岛效应的 功能。孤岛效应是指当电网因电气故障、误操作或自然因素等原因中断供电时, 光伏并网发电系统未能及时检测出停电状态并切离电网,使光伏并网发电系统与 周围的负载形成一个电力公司无法掌握的自给供电孤岛。防孤岛效应的关键是对 电网断电的检测。 为了保证电网和逆变器安全可靠运行,逆变器与电网的有效隔离及逆变器接 地技术也十分重要。电气隔离一般采用变压器。在三相输出光伏发电系统中,其 接地方式可参照国际电工委员会规定的非接地(I-T)方式、单个保护接地(T-T) 方式和变压器中性线直接接地。而用电设备的外壳通过保护线(PE)与接地点金 属性连接(1.-N)。

2.1.2光伏阵列模块对逆变器的要求 由于日照强度和环境温度都会影响光伏阵列模块的功率输出,因此必须通过
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第二章光伏并网逆变器结构的比较与优化设计

逆变器的调节使光伏阵列模块输出电压趋近于最大功率点输出电压,以保证光伏 阵列模块在最大功率点运行而获得最大能源。 2.1.3用户对逆变器的要求 从光伏发电系统的用户来说,低成本、高效率、高可靠性和长使用寿命是他 们对逆变器的要求。因此光伏逆变器通常应当是: (1)具有合理的电路结构,严格筛选的元器件;并具备输入直流极性反接、 交流输出短路、过热过载等各种保护功能。 (2)具有较宽的直流输入电压适应范围。由于光伏阵列模块的端电压随温度 和日照强度而变化,因此逆变器必须能在较宽的直流输入电压范围内正常工作, 且保证交流输出电压的稳定。 (3)尽量减少中间环节(如蓄电池等)的使用,以节约成本、提高效率。

2.1.4光伏逆变器的主要性能指标



根据以上光伏并网发电系统对逆变器的要求,总结光伏并网逆变器的主要性
能指标如下:

(1)温度:在设计光伏发电系统和选择系统模块时,应同时考虑外界环境温度和 系统由于运行和损耗产生的内部温度。当光照强度为1200W/m2,环境温度为40。C 时,光伏电池的温度将达到78。c。因此,如果光伏逆变器装在光伏阵列模块附近, 则逆变器选型时应选择耐温值为80。C;如果光伏逆变器装在离光伏阵列模块较远 处,则逆变器选择耐温值为40。C;如果逆变器装在室内,耐温值为30。C的逆变器
就足够了。

(2)额定功率:根据所研究的光伏阵列模块,当光照强度为120011,"/m2,环境温 度为25。c时,光伏阵列模块产生的最大功率为189W。由于一般情况下很少达到 这一功率,因此设计光伏逆变器的额定功率为189W/1.2—160W,其最大工作功率 为120%额定功率. (3)输出电压:根据我国电网电能质量要求,单相电网电压为220V,且谐波畸
变THD<5%。

(4)输出电流谐波:谐波电流畸变率(THD)应小于5%,各次电流谐波应小于
基波的2%。 (5)频率:我国工频电网额度频率为50Hz。

(6)功率因数:为了不产生或消耗无功,光伏发电系统输出功率因数应在O.95—1
之间。

(7)最大开路电压:根据所研究的光伏阵列模块,当光照强度为1200W/ra2,环
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第二章光伏并网逆变器结构的比较与优化设计

境温度为25。c时,光伏阵列模块开路情况下的电压为45V。因此,与光伏模块连 接的逆变器必须可以承受45V电压。本课题选择50V的光伏阵列模块侧逆变器。 (8)最大短路电流:根据所研究的光伏阵列模块,其最大短路电流为7.2彳。因此 选择最大电流为8一的光伏阵列模块侧逆变器。 (9)备用损耗:为了提高光伏发电系统的效率,应尽可能地减少系统的备用损耗。 其中光伏发电系统的无源输出滤波器为系统主要备用损耗。

2.2各种光伏并网逆变器结构的比较
根据绪论中对光伏并网发电系统结构发展的研究,我们知道,采用结构简单 的单级逆变器:元器件少,损耗低,逆变器转换效率高,减少了系统成本。但对 于最大功率点的跟踪没有独立的控制操作,使得系统整体输出功率降低,且需要 较高的直流输入,结构不够灵活,无法扩展,不能满足光伏阵列模块直流输入的 多变性的要求。考虑系统的成本及效率,光伏模块一般采用两级转换结构,既 DC—DC变换器完成光伏阵列模块最大功率点跟踪,DC-AC逆变器实现向电网投入 正弦电流的两级光伏逆变器结构。 根据有无隔离变压器,光伏并网逆变器可分为隔离型和非隔离型,隔离型的 逆变器又可以分为高频隔离型和工频隔离型。 从安全的角度考虑,如果没有隔离变压器,当人接触到光伏侧的正极或者负 极时,电网的电就有可能通过桥臂形成回路对人构成伤害。所以在有些国家,并 网逆变器馈入电网最后一级必须要加入变压器。工频隔离型是最常用的结构,也 是目前市场上使用最多的逆变器类型。但工频变压器体积大和重量重,效率比较 低。隔离型的光伏并网逆变器也可以采用高频隔离。由于采用高频变压器,变压 器的体积小,重量轻,这种系统的效率较前一种有所提高,大约提高l~2%左右; DC-DC环节可以采用多种形式的隔离拓扑结构,通过调节DC.DC变换器的占空比 可以实现最大功率跟踪;交流能量和直流能量的解耦通过DC.DC变换器的输出电 容实现,变换器输入端的电压由于采用高频开关控制,波动可以做到很小,工作 点在最大功率点附近的波动就可以减小。它的缺点在于后级输出如果控制不好, 会向电网馈入直流分量,这个问题可以通过采用更先进的控制器和控制方法,得 到解决。这种拓扑结构在小型并网逆变器中应用较多,特别是在和光伏组件集成 的逆变器中,因为高频变压器的变比可以较大,这样直流侧的输入电压可以比较 小。因此光伏并网发电系统采用两级高频隔离型逆变器结构。 为了得到太阳能光伏发电系统最优化的设计,本节先对各种最具代表性的光 伏发电系统进行比较,对一些结构存在明显问题,如器件承载电流/电压大或结构

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第二章光伏并网逆变器结构的比较与优化设计

复杂等的光伏发电系统,本节不对它们进行研究。设计系统结构的主要参考性能 指标是:系统使用寿命、成本和效率。 目前提出的各种太阳能光伏并网发电系统逆变器结构一般可分为:高频链逆 变器结构和直流链逆变器结构。本节对具代表性的12种逆变器结构进行了分析, 其分类参见图2.2。
r单晶体管Flyback型逆变器

l Flyback与Buck-Boost组合型逆变器 高频链逆变器结构<改进的Flyback与Buck-Boost组合型逆变器


l 光伏并网逆变器≮

I隔离型Cuk和隔离型Zeta逆变器
L双重两晶体管Flyback型逆变器 ,带Flyback型变换器的低频逆变器

l I

l带Flyback变换器的PWM逆变器

直流链逆变器结构<带串联谐振变换器的B∞争BaIlg逆变器
I带串一并谐振变换器的逆变器 I带串联谐振变换器的低频逆变器
’带推挽式变换器的逆变器

图2.2近年来最具代表性的光伏并网逆变器结构分类

每种结构的具体研究分析如下。最后对各种逆变器结构进行了归纳总结和比较, 为提出长使用寿命、低成本和高效率的光伏逆变器结构打下基础。 2.2.1高频链逆变器结构 高频链逆变器是一种将光伏阵列模块产生的电压放大,并将其产生的电流调 制成正弦波注入电网的高频DC-AC逆变器。如图2.3所示,AC-AC转换器连接 DC-AC逆变器,将高频电流转换成低频电流输入电网。 高频链逆变结构需要大的电解电容与光伏阵列模块并联实现各级功率间的解 耦。除此之外,由于各级之间没有能量缓存,逆变器每级的设计都必须能够处理 两倍额定功率的能量。若升压采用变压器,则变压器将工作在高频。

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第二章光伏并网逆变器结构的比较与优化设计

E二姗舻p矿
电网

图2.3高频链逆变器的基本结构与各级问电流波形示意图

1单晶体管Flyback型逆变器 文献【61】采用了一种优化的光伏并网Flyback型逆变器,如图2.4所示。其中

两个输出二极管见。,和见。:可被省略,但是如果省略两个二极管,则要求两个输
出MOSFET管只cl和配c2必须工作在高频,并与主晶体管S,同步;因此虽然节 省了两个二极管,但使得输出晶体管的控制变难。

电网

图2.4单晶体管Flyback型高频逆变器结构

这种结构的主要缺点是主MOsFET管和变压器存在高电流峰值,例如工作在 50kHz,160W逆变器的峰值电流大约为60A。并且当主MOSFET管关断时,变 压器二次侧电压将反向传输到变压器原边。而且由于变压器的漏抗和磁电流,主 MOSFET管关断时将会产生过电压。为了避免主MOSFET管上的过电压,可采用 RCD钳位电路、LCDD钳位电路【62】或者主动SC钳位电路【63l,但是反向传输到原 边的电压是不可避免的。因此,品,管将承受的电压幅值大小为:

%P=U,r+等+玩姆
. . .



(2.1)

』’

其中Ⅳ为变压器原副边的变比。 为了解决钳位电路的问题,文献[“】和【65】提出了一种双晶体管Flyback型代 替单晶体管Flyback型逆变结构,参见图2.6。 当电流过零点时,由于逆变器没有电流注入电网,电网电流将发生小的畸变,
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第二章光伏并网逆变器结构的比较与优化设计

所以此时功率因数较低。并且,单晶体管Flyback型逆变结构的每级设计都必须能 够处理两倍额定功率的能量,同时需要大的电解电容与光伏阵列模块并联实现各 级功率间的解耦。

2 Fl

yback与Buck-Boost组合型逆变器 文献【66】提出了Flyback与Buck—Boost组合型逆变器结构,它增加了直流端平

波电路,如图2.5所示,Flyback变换器不再需要并联大的电解电容。但这种结构 的工作方式比前一种Flyback型变换器要复杂。

电网

图2,5大功率解耦Flyback型逆变器

当新的周期开始:S。导通,变压器的磁电流线性增大;当电流上升到参考电 流值时,关断晶体管昂,,则存储在磁电感中的能量将转移到电容c0中;一旦对 电容c。进行充电,则晶体管S。将导通;由于S。的体二极管导通,将形成零电 压投切.此外,控制输出级中的一个晶体管与S。同时导通。因此,相比图2.4中 的Flyback逆变器,这种逆变器的变压器二次侧的晶体管开关频率更高。其中二极

管缉,用来防止当能量从变压器原边转移到副边时,变压器反向传输在光伏阵列模
块和电容C,,上产生反向电压.储能电容C叠必须能够承载整个负载电流,这样要 求逆变器具有更强的抗电流纹波能力。 变压器的漏感将导致晶体管S。关断时产生电压尖峰。如前所述,一般采用 RCD钳位电路来消除过电压。但是,RCD钳位电路会影响Buck.Boost转换电路, 使逆变器不能正常工作。图2.6给出了解决这一问题的拓扑结构【65l。 因此,Flyback与Buck-Boost组合型逆交器相比单晶体管Flyback型逆变器增 加了直流端平波电路,使得直流输入侧的总电容减小;实现了大功率解耦,并降 低了直流端的低频电压纹波。

2l

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第二章光伏并网逆变器结构的比较与优化设计

3改进的F lyback与Buck-Boost组合型逆变器 针对上面逆变器结构的缺点,文献[65】提出了改进的Flyback与Buck.Boost组 合型逆变器,如图2.6所示,其主要的改进措施是:用双晶体管Flyback型变换器 代替单晶体管Fiyback型变换器,不需要采用钳位电路而克服了过电压的缺陷。

电网

图2.6改进的Flybuck与Buck-Boost组合型逆变器

这种改进的逆变器的同步校正晶体管so替换图2.5中缉,。在开关周期的第
一阶段,Buck-Boost变换器处理光伏模块产生的输入功率,并存储在中间电容中; 在开关周期的第二阶段,Flyback变换器处理部分存储的能量;在开关周期的第三 阶段,将存储在磁电感中的能量传输到变压器的二次侧,并通过输出级和LC滤波
器注入电网。

这种结构的主要优点是:在不降低工作效率和不改变操作模式的前提下,解 决了变压器漏感产生能量损耗的问题。同样,储能电容Ck必须能承载整个负载电
流。

4隔离型Ouk和隔离型Zel:a逆变器 为了减小逆变器的体积,文献【67】提出了逆变器输出并一并连接的隔离型Cuk 和隔离型Zeta逆变器的拓扑结构,分别如图2.7和图2.8所示。这两种逆变器结构 中磁性元器件的大小较小,降低了系统成本,控制简单。

图2.7隔离型Cuk逆变器的并一并连接结构

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图2.8隔离型Zeta逆变器的并一并连接结构

由图2.7所示,逆变器的光伏侧为一标准的Cuk变换器结构,其磁电流可正可 负,充分利用了变压器的磁滞回环。当上。电流连续,逆变器的传递函数为线性, 使得控制简单,且可减小工,,的电感量,注入电网的电流不受高频纹波的影响。但 是,中间电容cP,:上将产生很大的电流波动,而且晶体管昂,上将承受由变压器原

边反向传输的电压和漏感电压州。
如2.8为隔离型Zeta逆变器,它与图2.7的Cuk逆变器拓扑结构唯一不同之 处在于它们的输入级,Zeta逆变器的光伏侧为一标准的Flyback变换器。 两种逆变器的电网侧都由两个标准的Cuk变换器输出反并联组成。这样一个 Cuk变换器输出正电流到电网,另一个输出负电流到电网。为了改变输出电流的方 向,两个晶体管E。。和蜀。,的开关频率为100Hz,而晶体管配c:和邑c.工作在与晶 体管s,,相同频率的连续开关状态。 5双重两晶体管Flyback型逆变器 文献【68】也提出来一种结构简单的Buck-Boost逆变器结构,如图2.9所示,同 时它也是一个双重两晶体管Flyback型逆变器。逆变器电路的光伏侧由输入滤波器 耳,和c0,双重两晶体管级品,,~昂,.,和变压器的磁电感组成。采用二极管D,, 来防止电网能量的反向传输;但是当变压器的变比足够高时,可省略二极管p,.

电网

图2.9双重两晶体管Flyback型逆变器

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第二章光伏并网逆变器结构的比较与优化设计

双重两晶体管Flyback型变换器级的晶体管均工作在高频,而输出级的晶体管 工作在100Hz。在整个电网的正周期,输出级的晶体管S。导通;相反在负周期内, 晶体管S。,,导通。 此电路操作在不连续导通模式(DCM)下,一小部分能量将保留在漏电感中, 这部分的能量将由晶体管S,,,和s,,,的体二极管进行还原。但是,二极管D矗将阻 碍能量还原。此种结构具有较高的功率因数。文献【68】没有对钳位电路,以及实际 应用时需对电网的开路和短路特性进行测量的可操作性进行讨论。

2.2.2直流链逆变器结构

直流链逆变器是一种采用高频DC-DC变换器将光伏阵列模块产生的电压放 大,然后通过DC-AC逆变器将DC.DC变换器产生的直流电流转换成正弦交流电 流注入电网的逆变器,如图2.10所示。

E二医互p矿
电网

图2.10直流链逆变器的基本结构与各级间电流波形示意图 如果DC-DC变换器只是起到将光伏阵列模块产生的电压放大的作用,则可只 采用小电容并联在直流连接的两端实现功率解耦;而且因为这样两级间的存在能 量缓冲,所以可设计DC.DC变换器的容量为额定功率,而DC-AC逆变器的容量 为两倍的额定功率。但是,如果DC.DC变换器还起到调节输出电网电流的作用, 则必须在光伏阵列模块两侧并联较大的电解电容;因为这样两级间没有能量缓冲, 所以每一级容量必须设计为两倍的额定功率。

1带Flyback型变换器的低频逆变器 文献【69】也提出一种结构简单的带Flyback型变换器的低频逆变器,如图2.11 所示:其中电网滤波器可从直流侧移到电网侧,如文献【6l】所示。低频DC-AC逆 变器的开关器件为可控硅晶闸管,由于可控硅晶闸管需要电流进行控制,所以其 控制相对复杂。这种结构的主要优点是:结构相对简单;Flyback变换器工作在 DCM下,能够很好的控制电网电流。

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图2.11带Flyback型DC-DC变换器的循濒DC-AC逆变器 2带FIyback变换器的Pm逆变器 图2.12为带Flyback型DC.DC变换器的PWM逆变器【70,7”,其输出级由四个 晶体管构成,它们都工作在高频状态。通过控制晶体管的通断,使得直流电压(电

容cDc上的电压)在Dx乙的时间内一正一负地交替施加在电感k上,在
(1一D)×L时间内电压值为零,从而调制成交流电流注入电网。其中D为PWM信 号的占空比,L为晶体管的开关周期。这种控制方式最大的优点是:电容ck实
现了光伏阵列模块和电网两级间的功率解耦。考虑电网电压波动,电容cDc上的直 流电压大约为220x√2×(O.85~1.10)=260V~345V,因此很小的直流侧电容就能 满足功率解耦的要求。例如假设这种结构的电容量为33/uF,实现相同功率级的解 耦,与光伏阵列模块并联电容结构的解耦所需电容为2.2mF,是此结构电容量的
67倍。


图2.12带Flyback型DC-DC变换器的PWM逆变器

由于这种结构采用的是PWM逆变器调制电网电流,所以使得晶体管品,和电 容q,不再受高频电流的影响,它们的损耗也变小.因此,额定功率的Flyback变 换器完全满足系统的要求。但是与电网连接的PWM全桥逆变器还是需要设计成两 倍额定功率的容量。

3带串联谐振变换器的Bang--Bang逆变器 带串联谐振DC-DC变换器的高频逆变器如图2.13所示限铆。从电网侧看,

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由于图2.13中增加二极管见cl和见c:,使得与电网相连的逆变器不能工作在整流
状态。这样,当逆变器初次投入电网时,不会产生涌入电流。

图2.13带串联谐振DC-DC变换器的Bang-Bang逆变器

DC—DC变换器是基于串联谐振的变换器,其中变压器漏感和与变压器串联的 电容形成谐振电路。谐振电路与晶体管的输出电容共同作用,使得逆变器开关零 电压通断。DC-DC变换器的开关频率为100kHz,为了防止上下桥臂直通。占空比 略小于50%。这种结构工作在固定的电压传输比下,因此光伏阵列模块和电网之 间不再需要功率解耦。DC-DC变换器几乎没有的开关损耗,但是与普通DC.DC 变换器相比,这种变换器的大电流将增加变压器的功率损耗。整流器中的二极管 由串联谐振变换器控制实现电流换流,二极管中将产生小的反向恢复损耗。当轻 载时,这种串联谐振变换器的效率较高,但随着负载的增加,由于高导通损耗, 其效率降低l 74J。 并网逆变器同时使用高开关频率和低开关频率。如图2.13所示,采用 Bang-Bang控制器(也叫做滞环控制器)控制逆变器左边的桥臂。当输入控制器的 绝对误差达到某一设定值时,控制左桥臂开关改变状态,减少误差。根据瞬时电 网电压和指令电流的大小,逆变器的开关频率在20kHz 80kHz之间。而逆变器右

桥臂的开关根据电网电压的极性,既100Hz。这样相比那些两个桥臂都工作在高频 的逆变器,这种逆变器开关模式减小了开关损耗。这种结构能够很好地控制电网
电流。

4带串一并谐振变换器的逆变器 文献【75】提出了一种带串一并谐振DC-DC变换器的低频逆变器结构,如图2.14
所示。

采用串一并谐振变换器结构的原因是:可以利用串联谐振变换器的依赖负载 特性和并联谐振变换器轻载能力的优点。当负载较轻时,串一并谐振变换器的效

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率较低;随着负载的增大,其效率也将增加【741。但是逆变器两级的容量都必须设 计为额定功率的两倍,而且光伏阵列模块还必须并联大电容以实现功率解耦。
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图2.14带串一并谐振Dc.Dc变换器的逆变器

5带串联谐振变换器的低频逆变器 带串联谐振变换器的低频逆变器的结构如图2.16所示,它已经生产为100W的 的逆变器交流模块为OK4E[761。其Dc.DC变换器产生一系列无极性的电流脉冲(大 小在0和一正值之间);然后这些信号经过滤波电路,得到低频电流信号;最后将 这些低频信号调制成正弦波,输入电网。这一电路的开关频率为100上出。 ‰L 一D虹
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图2.15带串联谐振变换器的低频逆变器

由于高频调制无法在数字电路(如单片机和FP(陡)中实现,所以采用模拟电 路调制这一结构的高频Dc.Dc变换器。而其它部分的控制,如正弦波调制、MPPT 和孤岛保护,均采用单片机完成。模块0K4E还设有RS485接口,能够对电路进 行实时监控。 脉冲串操作模式是为了将固定损耗如门级驱动损耗、磁损耗等转化为可变量, 这样可以减少低光照强度时的逆变器损耗。而且,脉冲串操作模式还可以缓解 Dc-DC变换器在低光照强度时不能实现零电压投切的问题。 因为对电网注入高功率脉冲将导致闪变,所以这种操作模式限定在一定的功 率级别。对于额定功率仅几百瓦,工作在低于额定功率lO%的脉冲模式下的小型

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逆变器来说,不会产生闪变;但对于大功率逆变器这一问题是无法避免的。

6带推挽式变换器的逆变器 带推挽式变换器的逆变器如图2.16所示。它也被采用并生产为一种即插即用 型逆变器模块Soladin 120。其中MOSFET管s。和s。、变压器r和四个二极管

DkI~%4组成推挽式变换器,它由UCC3806控制器控制,工作在PWM电流控
制模式。这种操作方式的好处是:MOSFET管上电压降和导通时间发生极小的变 化都会导致变压器饱和。

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图2.16

Soladin

120型逆变器模块

逆变器模块Soladin 120为无内部功率解耦的两级逆变器结构。由于与光伏阵

列模块并联的电容起能量缓冲的作用,所以G,必须选用大电容。逆变器的控制采 用无传感器控制,例如根据一些测量信息估计瞬时电网电流值。Soladin 120模块 采用的MPPT算法非常简单:假设最大功率点电压等于开路电压减去IOV。这种 算法快速方便,但不能很好的跟踪最大功率点。 2.2.3比较和选择



以上为近几年国内外文献中出现的具有代表性的光伏并网逆变器交流模块结 构。为了简化计算,本节对各种逆变器的拓扑结构进行了分类。按照逆变器内部 各级分为了三部分。如图2.17的(a)~(d)为逆变器的输入级,从光伏阵列模块到变 压器原边绕组;如图2.18的(a)~(d)部分对于高频链逆变器来说是变压器副边绕组 到电网部分,对于直流链逆变器来说是变压器副边绕组到并网逆变器的输入部分; 如图2.19的(a)~(b)是从直流输出到电网部分。

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(c)

(d)

图2.17(a)一(d)逆变器的输入级: 从光伏阵列模块到变压器原边绕组

DDcl —D嗡
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图2.18(a)~(b):对于高频连接逆变器,此部分从变压器副边绕组到电网; (c)~(d):对于直滴连接逆变器,此部分从变压器副边绕组到并网逆变器的输入

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(a)(b)

图2.19(a)(低频逆变器)和(b)(高频P州逆变器)部分:从直流连接的输出到电网

由图可知,三部分结构组合一共存在4x4x2=32种,但其中只有24种有效组 合。本节对其中典型的结构进行了研究,分别从使用寿命、成本及效率三个方面 对已有的光伏发电逆变系统进行分析比较,为进一步设计出高效、低成本的逆变 器结构打下基础。 1.使用寿命 逆变电路中的电解电容是决定逆变器使用寿命的最关键部件,因此在光伏逆 变电路中,应尽可能地减少电容的使用。而电解电容内部温度是影响其寿命的主
要因素。

然而,对于单相逆变器,至少需要采用一个电解电容以实现光伏阵列模块和 电网间的解耦。因此,对于那些功率解耦电解电容上损耗小的逆变器结构,如图 2.12和图2.13所示的结构,其使用寿命相对较长;而对于那些功率解耦电解电容 上损耗大的逆变器结构,如图2.5所示的结构,其使用寿命相对较短。
2成本

假设以上各种光伏逆变器中采用的元器件,光伏阵列模块、电网侧MOSFET 管和整流二极管型号相同,那些充分使用了各部件的逆变器结构相对成本较低, 如图2.4、图2.1l、图2.12和图2.16的逆变器结构。 而光伏并网发电系统的成本不光只考虑逆变器结构的成本,还必须考虑其它 因素:如控制电路、控制算法、测量电路等。一个好的控制算法能够大大提高整 个系统的运行效率,降低系统成本。这一内容将在第四章中讨论。
3效率

与成本问题一样,考虑光伏并网逆变器的效率同样需要综合考虑逆变器元器 件的使用效率和控制效率,因此单考虑一种效率不能充分反映光伏并网逆变系统

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的高效性。

由以上的分析可得,光伏并网逆变器需尽量采用小的电解电容以保证其使用 寿命,因此直流链逆变器结构相对高频链逆交器结构具有更好的实际应用价值; 而且DC.DC变换器完成光伏阵列模块最大功率点跟踪和电压放大的功能,DC-AC 逆变器调节交流电流注入电网。对于输入级而言,图2.17(a)和图2.17(d)虽然结构 简单,但与光伏并联的电容c,,都要求大电容以实现功率解耦或能量缓冲;图2.17(c) 与图2.17(Io)都是采用四个晶闸管,但2.17(c)的全桥逆变输入结构比2.17(b)的结构 具有更高的传输效率,并且全桥逆变输入消除了半桥逆变所需的分压电容n"/gl。 逆变器的中问级如图2.18,采用图2.18(c)的全桥整流结构,能够充分利用高频变 压器,可减小高频变压器的容量。而图2.19中两种逆变器输出形式,采用高频PWM 输出逆变器形式可以更好的控制输出波形。因此本文提出了一种双全桥逆变器结 构,充分利用各级逆变器的优点,综合考虑了成本、效率和使用寿命的问题。论 文2.3节对其结构的各个部件进行了研究和优化设计,仿真和试验结果证明了这种 光伏并网逆变结构的合理性和高效性。

2.3光伏并网逆变器结构的优化设计
设计电力电子逆变器必须考虑多方面因素,比如;半导体设备性能、磁特性、 电容、门电路驱动、电网性能、电压/电流和温度传感器及保护电路、控制策略, 以及实现等。在2.2节中已经说明了逆变器的设计与选择问题。本文提出的双全桥
逆变器结构如图2.20所示。
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图2.20双全桥光伏逆变嚣的功率电路

2.3.1并网DO-A0逆变器

并网DC-AC逆变器完成调制电流注入电网的功能,如图2.20所示。DC-AC

逆变器由直流端电容%,四个带续流二极管的MOSFET管%。0%.,和由k,、
五。:和%组成的LCL滤波器三部分组成。

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1直流端电解电容 直流端的电解电容用来对光伏阵列模块和电网间的功率解耦。当直流端功率 保持不变,且直流端的功率波形符合sin2(科)时,可得到解耦电容的大小为:

%2历彘

@2)

其中昂。为直流端平均功率,国为电网频率,(c,k)为直流端平均电压,6Dc为电
压波动幅值。 如果直流端电压低于电嘲峰值电压与半导体器件和过滤器上电压降之和,就 无法控制电网电流。因此当电网10%过电压时,为保证有效控制电网电流,直流

端电压最小应有220x1.1x√2 350V。假设直流端最大电压为400V,则(c,矗)和
矗w分别为050+400)/2=375V和400-375=25V? 根据式(2.2)计算得:直流端电容大小为150W时269F(假设电路总损耗为 10W)。然而标准电容大小为400V或450V时339F。因此为了防止过电压而损坏 电容,选择450V、33ⅣF的电解电容。



MOSFET管

选择MOSFET管的要根据其价格、击穿电压、导通损耗和开关速度(对应开 关损耗)等权衡。DC-AC逆变器的MOSFET管选择Infmeon的CoolMos型,因为 具有很好的性价比。

3输出滤波器 滤波器连接在逆变器与电网之间,其主要作用是:将逆变器产生的电压转化 为电流,滤除逆变器功率器件的开断所带来的高频毛刺,保护逆变器的MOSFET 管免受暂态影响。 如图2.2l所示为三种基本输出滤波器类型:L型、LC型和LCL型输出滤波 器。L型滤波器有很好的电压一电流转化性能,但是其滤除高频噪声能力差。如果 电网阻抗大于l,(2×万×厂×巴。),则Lc型滤波器既有很好的电流一电压转化性能, 又有很好地去噪能力;但是,LC型滤波器的滤波电容会承受电网电压谐波,将导 致很大的电流。I.X2L型滤波器集合了L型滤波器和Lc型滤波器的优点,而且由 于多使用了一个电感,其滤除高频噪声的能力更强。因为LCL型滤波器的这些内 在优点,所以本文选择了这种结构的滤波器。

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———■一、’,、“P————————一 逆变器 电网



耳耳
k。

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(a)L一型滤波器(”LC一型滤波器

(c)LCL一型滤渡器

图2.21三种不同类型的输出滤波器

假设零电网电压和零电网阻抗,从逆变器电压到电网电流的LCL型滤波器的 传递函数为:

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乙a。j?上_∞+rL^C1

‰o)I‰-o乙:+%。。fl+孕1
z02=J?k2+rL4c2

(2.3)

zo=去+‰
其中ru。。和,.“c:为两个电感绕组的电阻值,rcAc为电容的电阻值(等效串联电阻 ESR)。由于对应的频段存在镜像影响,因此不考虑电容中的并联电阻和串联电感, 以及电感中的并联电容等。 LCL型滤波器的谐振频率必须小于开关频率的一半,既对于单极性开关

%≤2厅×厶,谐振频率为:

%21『毒麓
。一f生!±丘2

(2.4)

O)t,u=2xXxx/—fcr—m—x2—xf—,.
选择谐振开关频率等于电网电流控制器带宽和开关频率的几何均值。已知两 个电感的大小和期望的谐振频率,则滤波电容的大小为:

%≥石LAo瓦+L瓦AC2
感内存在绕组阻抗,无功电流将造成不期望的功率损耗。

(2?5)

但是,空载模式下cA。越大,则注入电网的无功电流就越大?由于与电网连接的电 下图2.22为电网频率为50/'/2,控制器带宽选择为l胜匕,开关频率为21.4艋酝,

大,相对成本更高?


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(a)电阻与寝波电器串联



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无源阻尼LCL型滤波电路显然不是最佳选择。图2.24为电阻与滤波电容串联,以 及电阻与电网连接的电感并联的无源阻尼LCL型滤波器的频率响应仿真曲线。由

图2.24可以看出,图2.23(a)所示的滤波电路相对图2.23㈣的滤波电路而言,其高
频段的滤波效果不够理想,降低了滤波次数;但它对电网频率部分,既注入电网 的基波衰减较少,其传输效率更高。因此光伏并网逆变系统的滤波器结构选用图 2.23(a)所示的无源阻尼LCL滤波器。

图2.24两种无源阻尼LCL型滤波器传递函数的幅频特性图

然而增加输出滤波器阻尼意味着增加了系统的功率损耗,影响了系统的效率, 尤其是在大功率的情况下。因此引入虚拟电阻到输出滤波器中.由于虚拟电阻并 不是真实存在,所以并不牺牲电路的效率,因而能够在不改变输出滤波器的结构, 不增加损耗的前提下,改善系统的动态和稳态性。 根据图2.21(c)和式(2.3),单相输出LCL滤波器结构框图如图2.25所示,增加 阻尼局后(如图2.23(a)),其结构框图如图2.26。假设Ⅳ,=0,可对串联阻尼玛 的LCL输出滤波器结构框图进行等效变换,如图2.26(b)所示,这样可通过控制逆

变器的输出产生等效输入Ⅳ0,在不改变系统的瞬态性能下,使得输出k与串联了
电阻的LCL滤波器输出相同。

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图2.25无阻尼LCL输出滤波器结构框图

(a)电客上串联电阻

(b)等效结构图 图2.26串联阻尼Rd的LCL输出滤波器结构框图

由振荡环节的特性可知,阻尼比善不能太大也不能太小,太大和太小都可能在 谐振频率处产生较大的振荡。一般情况下取0.4<善<0.8,在确定了电感和电容大 小后,根据善的公式确定电阻值也。根据图2.26(0),逆变器等效输出可控制为:

蠕2■j■珏Lo‘‰ k-+‰:+筲
效果。

z棚+z胛2+刍学

(2?6)

当不计电感绕组的电阻和电容的等效串联电阻,由于设计的LCL输出滤波器

的参数L。为棚级,Gc为pF级,因此简化式(2.6)可得逆变器输出电压与输出
滤波器电感、电容和电阻值的关系,如式(2.7)。通过数字控制逆变器的输出电压, 就可取得与串联电阻的LCL输出滤波器同样的动态性能。且此光伏系统采用开关 角计算的PWM控制方法,可以准确地计算出逆变器的开关角度,达到精确的控制

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略=(雨瓦面南两+-卜
4涌入电流的限制

c2.乃

当逆变器初次投入电网,直流端电容放电时,电路中必须接入限流电阻以防 涌入电流冲击电网。一旦直流端电压达到电网电压峰值的95%,则可用MOSFET 管或继电器主动切除限流电阻,或用二极管被动切除限流电阻。 涌入电路保护的方法如图2.27所示,分别为:(1)交流侧接限流电阻,并用 继电器切除;(2)直流侧接限流电阻,并用二极管切除;(3)限流电阻与直流侧 电容串联,并用MOSFET管切除。其使用类型根据功率损耗和成本来选择。



电网

图2.27三种限制涌八电流的方法

方案(I)中的大部分继电器在所需的功率范围内,其最小消耗功率为140row, 成本约为20~35元,并需要附加驱动电路。 方案(2)中二极管的功率损耗由二极管前向电压降和流过它的平均电流决定。 当电压和电流相位不一致时,为了使电流能够从全桥逆变器反向流向C矗,必须在 二极管上并联电阻。则二极管的导通损耗约为:

‰*Uo?FXDC U∞

(2.8)

其中昂。为二极管的平均功率,砜为二极管前向电压降,【,矗为直流端电压均值。 假设直流端电压为350V,二极管前向电压降为1.3y,则根据式(2.8),二极管平均
功率损耗约为322mW.

方案(3)中MOSFET管的接通电阻和R_MS电流决定了其功率损耗,MOSFET 管上的导通损耗可简化为:

‰“争?(老丁

G∞

其中心f。、为接通电阻。采用以上相同的数据,则MOSFET管产生的平均功率损
耗约为37row。MOSFET管通断也需要驱动电路,但是它的驱动不一定需要继电

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器电路所需的连续电流,所以方案3相对成本较低。 综上所述,当全桥逆变器产生反向电流时,二极管方案将增加电阻的额外损 耗;而继电器方案相比其它两种方案成本最高;因此当考虑功率损耗时,方案(3)
为最好的解决方法。

限流电阻的大小由LCL型滤波器、涌入电阻和直流端电容电路所需的阻尼决
定。则电阻大小可表示为

‰=2?“f生学=2?善?zo
斤——■7一
o∞


(2.10)

其中zo为LCL型滤波器与直流端电容的自然阻抗,掌为阻尼比。当直流电容为 33∥,,总的阻抗为3.7+4.2=7.9mH,则根据式(2.Io)最小电阻为兄。_=31f1. 2.3.2与光伏阵列模块连接的I:lD-DC变换器 光伏并网逆变器中的DC.DC变换器完成提高光伏电压的功能。DC.DC变换 器如图2.20左边部分,变换器由输入电容G,、四个带续流二极管的MOSFET管 鄙,。~品,。、变比为I:N的高频变压器、全波整流器中的四个二极管pDc。~占k.、

直流端电感‰和电容ck组成。
1主电路 假设变压器无漏感,则稳态电压增益为:
UDC:Ⅳ.D

坼r
初始变压器变比为:

(2.11)

Ⅳ≥坠墼
U,r.m 则对应本电路变比400V/23V=17.4,因此采用变压器变比Ⅳ:18。

(2.12)

2整流二极管 整流器中的二极管必须能承受光伏侧通过变压器施加的反向电压,既为变压 器变比乘以光伏阵列模块最大工作电压18×45V=810V,因此要求采用1000V的二 极管。流过每个整流二极管的平均电流等于直流端电感上的平均电流除以整流器 的桥臂数:

(咖掣=志

(2∞)

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因此在最坏情况下的二极管平均电流为(160W/300V)/2=0.27A。则整流器上的损 耗为导通损耗和反向恢复损耗之和: %"=4x圪“Ⅲ,+4x屹豳瑚
(2.14)

‰州*酢×%)

‰艘*o×N×坼r×毒赢×厶
其中坼为二极管的前向电压降,‘和0分别为反向恢复电流和反向恢复时间,J
为“发响”系数。

然而,二极管的连接电容与变压器漏感构成了无阻尼二阶系统。因此二极管 上将产生100%的过电压。这意味着必须选择2kV的二极管,或者增加系统阻尼。 如图2.28所示,显示了3种解决方案:(a)每个器件都采用一个2kV的整流二极 管;(b)每个器件都采用一个lkV的整流二极管和一些阻尼;(c)每个器件都采用 两个lkV的整流二极管串联,并增加一些平衡电路。

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(a) Co)

嘏岳
(c)

图2.28带寄生元器件的整流电路和三种可能的二极管电路

分析图2.28中的三种防二次振荡二极管电路:图2.28 Co)中的阻尼由阻尼电路

并联变压器二次侧绕组构成;其电容G的大小选择为二极管连接电容cJ的20倍?
通过实验得到阻尼电阻大小为6.8七Q。实验结果表明,在三种防振荡的二极管电路 中,最经济高效的解决方案为第一种:采用2kV二极管的整流器。



IIOSFET管 MOSFET管必须能承受光伏阵列模块的开路电压45V,因此选择击穿电压为

60V的MOSFET管,流过每个MOSFET管的电流RaMS值岛r为:

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和跏扇焉=160Wx跞“s4彳

第二章光伏并网逆变器结构的比较与优化设计



MOSFET管的接通电阻为70mr2,则其导通损耗计为:0.07Qx(4.84A)2=1.64W, 则四个MOSFET管的导通损耗为6.6W。 4输入电容 输入电容c,,的作用是去除光伏阵列模块上由DC-DC变换器产生的高频电流 纹波。通过分析计算得到输入电容的大小为15,uF。计算得到159F薄膜电容为 大电容,可通过测量实际逆变器的高频开关噪声,优化电容的设计。

2.4本章小结
研究光伏并网发电系统实际应用的首要问题是降低系统每一瓦特的发电成 本,因此光伏并网发电系统的合理结构和有效控制成为其高效低成本发电的关键。 光伏并网光伏模块能够对单块光伏阵列模块单独控制,有效地跟踪每块光伏阵列 模块的最大功率点,避免了部分阴影遮挡和局部过热带来的影响,并且其“即插 即用”和方便扩展的特性,使光伏模块结构成为光伏并网发电系统结构的发展趋 势。 本章对近几年各文献记载的各种光伏模块结构展开研究比较,将其结构归纳 为逆变器的输入级、中间级和输出到电网级三个部分。从成本、效率和使用寿命 三个方面分别对各级结构进行比较,研究表明:全桥逆变输入消除了半桥逆变所 需的分压电容,具有更高的传输效率;中间级采用全桥整流结构,能够充分利用 高频变压器,可减小高频变压器的容量;而逆变器输出形式采用低频逆变器输出 结构能够减少开关损耗,提高逆变效率。因此本文充分利用各级逆变器的优点, 提出了一种双全桥逆变器结构,仿真和试验结果表明这种光伏并网逆变结构的传 输效率能够达到93%。其部分元器件的结构和选型研究如下: (1)逆变器采用LCL型输出滤波器。引入了虚拟电阻的概念,使得不增加实 际系统的电阻值,只通过控制逆变器的输出量达到增加阻尼的等效作用,降低了 系统的阻尼损耗,增加了系统的稳定性。 (2)当逆变器初次投入电网,直流端电容放电时,电路中必须接入限流电阻 以防涌入电流冲击电网。根据功率损耗和成本来选择使用限流电阻与直流侧电容 串联,并用MOSFET管切除的方式来限制涌入电流。 (3)整流器中的二极管必须能承受光伏侧通过变压器施加的反向电压,而且 二极管的连接电容与变压器漏感构成了无阻尼二阶系统。因此二极管上将产生

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第二章光伏并网逆变器结构的比较与优化设计

100%的过电压。每个器件都采用一个2kV的整流二极管,是最经济高效的防振荡 的二极管电路。 (4)输入电容c,,的作用是去除光伏阵列模块上由DC-DC变换器产生的高频 电流纹波,其作用与功率解耦电容值不同,可通过测量实际逆变器的高频开关噪 声,优化电容的设计。

41

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第三章光伏阵列模块特性及最大功率点跟踪

第三章光伏阵列模块特性及最大功率点跟踪
光伏阵列模块输出特性具有非线性特征,并且其输出受光照强度、环境温度 和负载情况影响。在一定的光照强度和环境温度下,光伏阵列模块可以工作在不 同的输出电压,但只有在某一输出电压值时,光伏阵列模块的输出功率才能达到 最大值,这时光伏阵列模块的工作点就达到了输出功率电压曲线的最高点,称之 为最大功率点MPP(Maximum
Power

Point)。因此,在光伏发电系统中,要提高

系统的整体效率,一个重要的途径就是实时调整光伏阵列模块的工作点,使之始 终工作在最大功率点附近,这一过程就称之为最大功率点跟踪MPPT(Maximum
Power Point Tracking)【79】。

本章主要对光伏阵列模块的最大功率点跟踪的原理、算法及控制方法进行研 究。首先对光伏电池的内部工作特性进行分析,建立了光伏阵列模块的等效数学 模型。在此模型的基础上,对在各种外界条件下的光伏阵列模块输出进行了仿真 研究;特别对部分遮挡和电压,电流波动情况下的光伏阵列模块输出进行了分析。 接着根据光伏阵列模块的工作特性,对现有的几种MPPT算法进行了对比,并分 析了它们的不足。 根据第二章提出的逆变器结构特点,完成了MPPT算法的DC.DC变换器的控 制。实现MPPT控制实际为变换器开关模式的求解,而由于滑模变结构算法具有 强鲁棒性,已成为开关控制较简单易行的控制方法。但滑模控制固有的抖振问题, 使得变换器开关频率不固定,开关毛刺的频率范围较广,增加了滤波器负担,导 致电网电流中有较明显的高频纹波。因此本文在滑模控制的基础上,为了固定变 换器的开关频率,提出了一种基于滑模面零均值动态的固定开关频率准滑模控制 方法。经过仿真分析,证实了该方法实现简单,MPP跟踪效率高,且适用于外界 温度和光照强度变化剧烈,或部分遮挡的场合。

3.1光伏阵列模块特性
3.1.1光伏电池的工作原理 光伏电池是以半导体P-N结上接受太阳光照产生光生伏特效应为基础,直接 将光能转换成电能的能量转换器。其工作原理是:当太阳光照射到半导体表面, 半导体内部N区和P区中原子的价电子受到太阳光子的冲击,通过光辐射获取到 超过禁带宽度E的能量,脱离共价健的约束从价带激发到导带,由此在半导体材 料内部产生出很多处于非平衡状态的电子一空穴对【删。这些被光激发的电子和空

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第三章光伏阵列模块特性及最大功率点跟踪

穴,或自由碰撞,或在半导体中复合恢复到平衡状态。其中复合过程对外不呈现 导电作用,属于光伏电池能量自动损耗部分。一般希望有更多的光激发载流子中 的少数载流子能运动到P-N结区,通过P-N结对少数载流子的牵引作用而漂移到 对方区域,对外形成与P-N结势垒电场方向相反的光生电场。一旦接通外电路, 即可有电能输出。当把众多这样小的太阳能光伏电池单元通过串并联的方式组合 在一起,构成光伏电池组件,便会在太阳能的作用下输出功率足够大的电能。图
3.1形象的示意了当太阳光子冲击P-N结时,光生电能形成过程【甜,s2]。

下电极

图3.I光伏电池受光照形成电能示意图

如上所述,正是由于靠近P-N结的光生少数载流子,在P-N结的漂移作用下,

N区的电子留在N区,空穴流向P区;P区的空穴留在P区,电子流向N区,构
成光生电场。光生电场电压为:

钙=等‘h(半)


∞,







其中虬、虬分别为电子和空穴密度,珥为光生少数载流子密度,k为玻尔兹曼常
数(1.38x10-23J/K),孽为电子电荷(1.6x10-”C),T为绝对温度. 从价带最上层到导带最下层间的能量差为禁带宽度,其幅值用E表示,单位 为eV。不同材料的禁带宽度各不相同(E=0.2~3.7eV)绋“.它决定了物质的导 电性能,也是衡量光伏电池的一个重要的物理量。禁带宽度受材料、温度、半导 体掺杂量和P-N结结构影响,其经验公式如下:

乓‰一嚣
其中乓(。)为绝对温度OK时的禁带宽度,常数口和∥如表3.1所示
太阳光子的入射能量为:

(3.2)

F=而?厂=丁h.c

(3.3)

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其中h为普朗克常数(h=6.63x104J?s=4.14x10。15eV.s,leV=1.6x10。’9J),f为
入射光子频率,c为光速(c=3x 108m/s),五为波长(80%的太阳辐射波长范围大

约在400rim到1500nm之间)。因此一般太阳光子能带宽度在0.83eV~3.10eV之间。

表3.1各半导体材料的禁带宽度参数嗍

(Ge)


(Si)
1.17 0.47 636 1.11

镓砷
(GaAs)
1.52 O.54 204 1.40

硒铟铜
(CIS)

碲化镉
(CdTe)

E(0)【eV】 盯【meV/g] ∥【K】 25。C时E[eV】

o.74 O.48 235 0.67

1.0l

1.44

只有当入射光子能量大于电子脱离P-N共价键束缚的能量时,才能激发电子 从价带到导带。而当光子能量小于电子脱离P-N共价键束缚的能量是,则不能激 出电子一空穴对,只能使光伏电池自身加热。因此,太阳光线照射到光伏电池表面 分为以下五种情况:
(1) (2) (3) (4) (5)

电池表面发射回去一部分光线; 光伏电池没有吸收到而透射过去少部分光线; 当占<E时,此部分太阳光线能量使光伏电池加热,温度上升; 当F=E时,此部分光线激发电子一空穴对,产生光伏电动势; 当占>E.时,此部分光线激发电子一空穴对,同时产生热量。

3.1.2光伏电池的等效模型 光伏电池的等效电路模型如图3.3(a)所示。为了提高直流输入电压,满足电网 电压要求,既将一个光伏电池串联成光伏阵列模块,如图3.3(b)所示‘“删。

phl

1吨2

I pI|。n

(a)光伏电池

Co)光伏阵列模块 图3.3光伏电池和光伏模块的等效电路模型图

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第三章光伏阵列模块特性及最大功率点跟踪

根据电路理论,从图3.3∞可以看出,光伏阵列模块的输出电流由串联的光伏
电池中输出电流‘最小的光伏电池决定?因此,在选择组成光伏阵列模块的光伏
电池时,必须考虑各光伏电池功率,尽量选择同型号的光伏电池。

'光生电流源

图3.3中的‘为光生电流源。■值正比于光伏电池的面积、入射光的辐射度
和环境温度。根据公式(3.2),当温度升高时禁带宽度能量将减小,既入射光子将产 生更多光生电流。光生电流可表示为:

%=(。娜+‰盯一‰))‘豪
试条件时的电池温度,s和‰分别为工作点和标准测试条件下的光照强度。
2二极管 流过二极管的电流厶可由二极管特性表示:

(3.4)

其中‘和%酃分别为工作点和标准测试条件(STC,Standard Test Condition)下

的光生电流,常数屯。为光生电流如的温度系数,r和‰分别为实际和标准测

L畸(唧(篇)_1]
度的升高而增加,其数学模型可表示为:

∞,

其中厶为光伏电池内部等效二极管的P-N结反向饱和电流,它与该电池材料自身 性能有关,反映了光伏电池对光生载流子最大的复合能力。4为P-b/结的曲线系

数(一般取l巧)。%为等效二极管的端电压。二极管的反向饱和电流会随环境温

料胛?(剖?唧(等?(壶一手]]
(ev)量转化为焦耳量(J)。
3电阻



其中厶艘为标准测试条件下的反向饱和电流;(?g)表示将禁带宽度乓从电子伏特

光伏电池等效模型中的电阻冠为串联电阻,一般小于1Q;它主要由电池的 体电阻、表面电阻、电极导体电阻、电极与硅表面接触电阻和金属导体电阻所组 成。并联的j匕为旁路电阻,一般为几千欧姆;它很大,所以对光伏电池的特性影 响不大;它主要是由电池表面污浊和半导体晶体缺陷引起的漏电流所对应的P-N 结漏泄电阻和电池边缘的漏泄电阻等组成。

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第三章光伏阵列模块特性及最大功率点跟踪

根据文献【86】和[87】,72个光伏电池组成的光伏阵列模块的串联电阻约为l

Q,

既每个光伏电池的串联电阻约为14触。因此每个光伏电池的功率损耗为:
(4.52A)2x14mQ=0.288,",则整个光伏阵列模块的功率损耗为20W(电流值参见表
3.2)。

根据式(3.5)和式(3.9),当忽略光伏电阻、电感和电容时(如图3.3(b)),每个

P-N结的小信号阻抗模型可表示为一dup,/以,:

胄。:一筝:』尘L;—』生。j旦(3.7) ‰一葛2丽2再瓦丽2瓦i习j
表3.2标准测试条件下光伏阵列模块的基本参数
CIS
Cdlb FS55

p√’

其阻抗与最大功率点处阻抗U。/k相同。

性能指标——、
MPP的额定功率

—、\摸块类型

单晶体BP4160 多晶体BP3160 160W
35.4V 4.52A 4.9A 44.2V

ST40

160W
35.1V 4.55A 4.8A 44.2V

40W
16.6V 2.4lA 2.68A

55W
60V 0.92A

MPP的电压一C0,, MPP的电流一L,, 短路电流一L 开路电压一【乙
短路电流的温度系数 电压的温度系数 功率的温度系数 光伏模块的额定工作温度 光伏阵列模块的面积

1.09A

O.065%,K (3.19mA/K)

-0.45涨
-0.5%/K

0.065%/K (3.12mA/K)

0.013觚
-0.60觚 (-100mV,K) -0.6觚
(-o.24WⅨ)
47‘℃ O.36m2 11.1%
36

23.3V

0.04觚
(O.44mA]K)

88V

(O.35mA/K)

-0.46%/K
(一160mV,K)

一0.22%,K
(-130mY,K)

(一160mV,K)

-O.5觚
470C 1.18m2 13.6%
72

一0.25懈
450c
O.72m2

(-0.加W月【)
47‘℃ 1.12m2 14.3%
72 1.86

(-o.80W/K)

(-0.14W/K)

STC时的转化效率
串联光伏电池数目 二极管的品质因数 反向饱和电流

7.6%
118 5.15

13/zA

3.90mA

4电容 P-N结的上下两层产生一电容。若将此电容视为无末端效应的平板电容。则其 电容值为:

G=缸?
46

(3.8)

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其中晶为自由空间的介电常数(8.85x10-”F/m),‘为半导体材料的相对介电常数

(硅为11.7F/m),厶。为上下平板面积。假设电池温度为300K,虬=lOt8cm‘3,
Ⅳ。=l俨cm4,疗。=1010cm_3,根据式(3.1)得光生电场电压为0.833V。如果光伏电 池工作在最大功率点处(大约0.472V),光伏电池直径为15.24cm(标准硅晶体大 小),则每个光伏电池的电容大小为9IsF,光伏阵列模块的电容值既为
91aF/72=125nF。

l_=I晴I—ld

Q∞
(3.10) (3.11)

%=%+足?‘
名=%’‘

个或72个光伏电池)和半导体材料(得到禁带宽度),则根据式(3.5)和式(3.9),得:

[淄]=[:玎[M剞
其中L和【么分别为标准测量条件下的短路电流和开路电压。 6热模型 光伏电池的热模型如图3.6所示,其电池温度可表示为:

叫动

根据式(3.4)~(3.6)以及式(3.9)~(3.12),参考表3.2中的参数,利用MATLAB


图3.6光伏电池的热模型简图



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。~一一一ll度柑一一一

,I

_……

‘蒲 /∥ijj
/牟添添;




(a)输出电压一电流随温度变化曲线

。,篓南墨帅j



ji/
//}

涨船。

/篱l l愁渺~ l、繇骶
(b)输出电压一功率随温度变化曲线 图3.4光照强度为1000W,温度由250C到650C(步长为50C)时, 计算机仿真模块BP4160的输出电流和功率特性图

(a)输出电压一电流随光照强度变化曲线

(b)输出电压一功率随光照强度变化曲线 图3.5温度为250C.光照强度由lOOW/m2到1200W/m2(步长为lOOW/m2)时 计算机仿真模块BP4160的输出电流和功率特性图
48

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‰=‰?而厕Re,2A ‰=‰‘而厕1
T=7k+zk

S?比,J?L4十l

f3.13)

(3.14)

(3.15)

r:塾:鱼型±堑
J?玛月?G+l

(3.16)
、 。

其中‰为热产生的能量,与埘为热电阻,G为热电容,‰为环境温度,s为
Laplace算子。稳态热模型式(3.16)表明:光伏电池温度等于环境温度加上热能量损 耗产生的温度和热电阻的温度。热产生的能量为:

‰=易一易
NOCT(Nominal Operating Cell Temperature)条件下得到:

(3.17)

其中匕为光伏阵列模块产生的能量。因此,热电阻的大小可在额定操作电池温度

%洲*—INO‘CT--—lo—bm)。CT
1刚vocr 参照表3.2中BP4160模块的参数,
300sf0.034K|W≈、0000W.sf
K。

(3.is)

其热电阻约为

(47。C一20。c)/800w=0.034K/W。而热电容G可粗略地估计为

3.1.3光伏阵列模块特性

1部分遮挡 如图3.3(b)所示的光伏阵列模块,其电池雪崩电流为:

厶一一。?(唧(g?%铲]-1]

@切

其中厶,为反向偏置饱和电流。因此对于整个光伏阵列模块来说,如果阵列中部分 组件表面被I猫近物体的阴影遮挡,其反向电压足够高,则阵列将产生反向偏置和 雪崩电流。它不会损坏光伏电池,但会产生能量损耗。如果光伏阵列模块的输出 电流保持恒定,则被遮挡的电池温度将会增加;因此必须降低输出电流以免温度 太高损坏光伏电池。实际光伏电池温度达到约170。C,此温度为硅电池损坏的I|缶界 温度。

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为了解决因部分遮挡损坏光伏电池,可给光伏阵列模块加旁路二极管。一般 20--40个光伏电池加一个二极管。更好的办法是给每个光伏电池加一个旁路二极 管,但这种方法成本较高。下面分三种情况讨论当光伏阵列模块被部分遮挡的情
况。

图3.7两块由6.12=72个光伏电池组成的光伏阵列模块。每块装有3个旁路二极管, 第一块光伏阵列模块被部分遮挡的示意图

根据图3.3、式(3.4)--(3.6)和式(3.9卜(3.12)建立的光伏阵列模块模型,以及图 3.7,可利用MATLAB进行仿真计算。 假设遮挡物为一柱状物,如图3.7所示,则光伏阵列模块一行全被阴影遮挡(6 个光伏电池),其遮挡强度在肛l之间。而与这一行相邻的12个光伏电池也被遮 挡四分子一的面积。因此每种遮挡类型的短路电流可表示为:

彳。:1一塑堕监


Irradiation蛳,,

(3.20) …一’



s。。㈧=I^

(3.21)

J。j,%如h=‘?(1—0.25?4)

(3.22)
(3.23)

L,。㈣“m=‘?(1—4)
其中4为遮挡强度。

设式(3.19)qh每个光伏电池的反向击穿电压为_20矿,则通过PSPICE仿真得到 三种连接旁路二极管方式产生的功率,如表3.4所示,同时图3.8给出了一个光伏 电池连接一个旁路二极管时的电压一功率曲线。 由表3.4可以看出:入射光照强度仅减弱一点,最大功率点处的功率输出将减 小许多。但功率输出的减小只是表面现象,因为非遮挡电池仍为全功率输出,只 是其输出功率损耗在被遮挡的光伏电池上。

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表3.4当两块光伏阵列模块中的一块被部分遮挡时的功率仿真结果表
遮挡强度 入射光强度 无旁路二极管 每24个电池 并1个二极管 每个光伏电池 并i旁路二极管 O% 100% 320矽 320形 320W 20% 98.8% 294W 294W 294矿 40% 97.5% 22;1W 23-1W 275∥ 60% 96.3% 157矽 157W 265形 80% 95.O% 77∥ 144W 254矿 100% 93.8% 0W 142矿 240形

例如:当光伏阵列模块遮挡率为80%时,光伏阵列模块产生的全部功率为 304W;当不接旁路二极管时,18个被遮挡的光伏电池将消耗227W的功率;因此 输出终端仅剩77矿的输出功率。当24个光伏电池接一个旁路二极管时,则输出功 率为144W,说明有160W的功率损耗在被遮挡的光伏电池上.当每个光伏电池都 接旁路二极管时,仅有“形的功率损耗。 由图3.8可以看出,由于部分遮挡的原因,电压一功率输出曲线为一条不规则 曲线。传统的MPPT方法,如干扰观测法、偏导增量法等(见3.6节),不能有效 地全局跟踪最大功率点,因此需要研究一种快速、稳定又准确的MPPT方法,才 能保证整个光伏发电系统高效率运行。


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V0eJ:+)?I

图3.8每个光伏电池并旁路二极管,部分遮挡(遮挡率分别为0、20n.6、40%、so%ffl,100%)
时的功率一电压特性图

2电压电流波动 光伏电池(或阵列)对输出电流和电压的波动非常敏感。虽然输出电流和电 压的波动不会损坏光伏电池,但波动会降低输出功率,如图3.9所示。

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f ‘、

厂\
k .?








\ ./



(a)输出电压

\/ 0 …/\。 £。。≮…} …”V




/’


汐/卜“





'l-



-v慨:时町船?-仃C惯;竹.王蚴)

(b)对应的瞬时功率(实线)和平均功率(虚线) 图3.9电压波动为3V时,PSPICE仿真BP4160模块的输出图

假设光伏阵列模块工作在最大功率点附近,则光伏输出电压和电流可表示为:

%=u岛+齑
蠢=自?sin(∞?t)

(3.24)
(3.25)

0=口‘“∥2+∥’Ⅳ∥+,

(3.26)
(3.27)

0=k+7
其中口、∥和,分别为二阶泰勒多项式系数,国为波动角频率。 光伏阵列模块输出功率为输出电压与输出电流的乘积:
p”2u口t‘t”

!之:善j端询:彬。%峋+力
=(【,厶,,+回?(口?(u加'P+西)2+∥?(u厶,P+蠢)+力 =((,j∞+1isin(ca?r))?(口?(【,^w+舀sin(a,?f))2+∥?(【,^∞+厅sin(∞?r))+力 由式(3.28)得到输出功率一周期内的平均功率为:


’ 。

翰2昙2xp/#


∞∞

:。.Q:坚咝:!±壁!:重: 。p^卯+。—“£。__三。一
定义光伏阵列模块利用率k为平均输出功率除以最大输出功率,即:

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1^"。


P+堡:‰:!±旦:笙


七=——————————Jt————一



(3.30)

;l+!:‰:竺坐.厅2
参照式(3.25),根据利用率k得最大允许波动电压幅值为:
(3.31)

由于瓦(3?31)是基于黍朝分研,凼此必殒限难Ⅳ‘昱I‘七一J IFEK:J、。刀j饿1、?rA 测误差,利用率不能小于0.98.而且利用率低将降低整个系统能量输出。 因此由式(3.5)和式(3.9)可得二阶泰勒系数分别为(不计电阻):

口:三.毵


2)23.3( 鼬啦;





∥=怨_2.!?旦dUk。e22 ’‰ ,』2 1dUkwe2‘‰2一老’‰+k kc‰M吨(唧(篇%)一?)
dU口P





(3.33)


(3.34)

@ss,

怨一厶‘志唧(畿) 三?瑶d21Mpp叫?圭(志卜(彘]
其中刀为串联光伏电池的个数。
士曲塞占外功塞弯仙刚列.粤琳界氍晌搪士. 表3.5光伏模块BP4160在电压波动情况下的功率输出情况 实际k。


@sD

Bs乃

BP4160模块的实验和仿真结果如表3.5和图3.11所示。可见单晶体模块在最

0.980

0.985

0.990

0.995

0.999

3.00矿

2.60矿

2.12y

1.50矿

O.67y

以。
PSPICE仿真得到的k,

8.5%
0.977

7.3%
0.983

6.O%
0.989

4.2%
0.994

1.9%
0.999

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十二瑜聋勒模囊

N崤

(a)最大功率点附近光伏电流的实际模型和二阶泰勒近似模型

(b)最大功率点附近光伏功率的实际模型和二阶泰勒近似模型 图3.10光伏模块BP4160的泰勒近似仿真结果

3.2最大功率点跟踪(MPPT)
根据图3.4、图3.5和图3.8可以看出,光伏阵列模块输出功率会随着光照强 度、环境温度和部分遮挡强度等外在条件地影响而发生变化。其最大功率点输出 对应的电压和电流分别为:U^卿和J0,.因此,在光伏发电系统中,为了提高系 统的整体效率,必须实时调整光伏阵列模块的工作点,得到最大功率输出,即找 到对应的(,0。和J矗,。现在常用的MPPT方法分为四种,由易到难分别为:
(1)

定填充系数法(电压系数或电流系数)嗍; 干扰观测法(爬山法)嗍:
电导增量法【9n。

(2)扫描法嗍;
(3) (4)

除了上述几种常用的MPPT方法,近几年也提出了一些利用现代控制方法实 现光伏阵列模块的最大功率点跟踪,包括:模糊逻辑控制方法、神经网络控制方

法、监视惨考模型法等。由于它们实现较复杂,本文不做介绍。

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第三章光伏阵列模块特性及最大功率点跟踪

3.2.1定填充系数法

定填充系数法是在不同的温度和光照强度下,假设最大功率点电压u晶,与光
伏阵列模块开路电压ck成近似线性关系;或假设最大功率点电流JL,与光伏阵列 模块短路电流L成近似线性关系的一种方法。其线性比例系数即为填充系数,分 别表示为屯和毛,定义如下:

t=挚
r r

(3.38)

U哪



毛=I。h,t—PP
』露

(3.39)

根据文献【88,92.97】,毛一般在o.7l ̄o.78之间,毛一般在0.78-..0.92之间。 操作方式:首先假设光伏阵列模块工作在一给定工作点;然后周期性(例如is) 地关闭DC-DC变换器大约10ms,读出光伏阵列模块的开路电压或短路电流,最 后根据式(3.38)或(3.39)得到MPPT的工作电压或电流。 此算法的优点是易于实现,只需测量光伏阵列模块的开路电压或短路电流。 但另一方面,此算法是基于填充系数不变的基础之上的,因此得到的最大功率点 的值为一近似值。 为了改进以上缺点,文献[98】提出了扫描电压/电流特性,实时更新填充系数 的方法。由于填充系数的变化不大,所以扫描频率可以很小,但此方法明显增加 了系统损耗和执行的复杂度。
3.2.2扫描法

扫描法与定填充系数法类似.顾名思义,即为一种实时扫描光伏阵列模块功 率特性的方法。 操作方式:首先假设光伏阵列模块工作在一给定工作点;然后周期性地对光 伏阵列模块特性进行扫描,记录每一点的工作电压和电流,得到输出功率;最后 将输出功率中最大的记为最大功率点输出,作为下一周期的光伏阵列模块工作参
考点。

由于光伏阵列模块扫描需要一定的时间,因此扫描法跟踪的速度不快。在温 度或光照强度变化剧烈时,此法不能准确地得到最大功率点。并且和填充系数法 一样,不断扫描光伏阵列模块,会增加系统损耗,降低系统效率。

3.2.3干扰观测法 干扰观测法又称爬山法,其原理是每隔一定的时间增加或减少电压,并观测

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第三章光伏阵列模块特性及最大功率点跟踪

其后的功率变化方向,来决定下一步的控制信号【99l。 操作方式:首先假设光伏阵列模块工作在一给定工作点;然后在每个控制周 期用较小的步长改变光伏阵列模块的输出,改变的步长是一定的,方向可以是增 加也可以是减小,控制对象可以是光伏阵列模块输出电压或电流,这一过程称为 “干扰”;再通过比较干扰周期前后光伏阵列模块的输出功率,如果输出功率增加, 那么继续按照上一周期的方向继续“干扰”过程,如果检测到输出功率减小,则 改变“干扰”的方向;这样光伏阵列模块的实际工作点就能逐渐接近当前最大功 率点,最终在其附近的一个较小范围往复达到稳态。 如果采用较大的步长进行“干扰”,这种跟踪算法可以获得较快的跟踪速度, 但达到稳态后的精度相对较差;较小的步长则正好相反。较好的折衷方案是根据 光伏阵列模块当前的工作点选择合适的步长,例如,当已经跟踪到最大功率点附 近时采用小步长。 这种跟踪方法虽然算法简单,且易于硬件实现,但是响应速度很慢,只适用 于那些温度和/或光照强度变化非常缓慢的场合。而且稳态情况下,这种算法会导 致光伏阵列模块的实际工作点在最大功率点附近小幅振荡,因此会造成一定的功 率损失;而温度和,或光照发生快速变化时,跟踪算法可能会实效,判断得到错误 的跟踪方向。

3.2.4电导增量法

电导增量法是根据光伏阵列模块P-U曲线最大值%处的斜率为零得到的方
法。有:

监:o营塑垒:丝:o§
粕” 孤" (3.40)

。+老一Um,惜
生:一盖§笠:一丘
dup,



Aup,

Itr,

操作方式:首先假设光伏阵列模块工作在一给定工作点;然后采样光伏阵列 模块的电压和电流,计算:Au=Ⅳ(玎)一u(n—1)和Ai=f(功一i(n—1),其中(∞表示新

的采样值,(押一1)表示前一次的采样值;如果缸为0,则利用出的符号判断最大
功率点的位置;如果△“不为0,则依据Ai/Au+I/U的符号判断;最后根据前一 次的电流参考值加上本次检测所得信息得到新的电流参考值。其操作方式流程如 图3.11所示。当输出电导的变化量等于输出电导的负值时,光伏阵列模块工作在 最大功率点。

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电导增量法通过比较光伏阵列模块的电导和瞬间电导来改变控制信号。这种 控制算法需要对光伏阵列模块的电压和电流进行采样。电导增量法控制精度精确, 响应速度比较快,适合于大气变化较快的场合。这种MPIYr控制算法的优点是在 温度和/或光照强度发生变化时,光伏阵列模块输出电压能以平稳的方式跟踪其变 化,而且稳态的振荡也比扰动观测法小。 但是和上述MPPT算法一样,当光伏阵列模块部分遮挡时(如图3.8),存在 几个局部功率最大点,电导增量法不能跟踪到全局最优的最大功率点。最易解决
此缺点的方法是全局扫描电压/电流特性,通过定时扫描,也可跟踪到最大功率点,

作为电导增量法的辅助方法tloo)。另一种解决方法是利用定填充系数法f101】,例如发

生光伏阵列模块部分遮挡时,假设%。,J玉为(O.8u0),(O.9L),采用3.2.1所述
方法得到c么和L;这种方法能在部分遮挡时跟踪到全局最大功率点,但在线估计 £乙和L需要附加额外的硬件电路,提高了系统成本。

图3.11电导增量法的控制流程图

3.3基于滑模面零均值动态的准滑模MPPT控制方法
IvlPPT方法是光伏发电系统高效利用太阳能的关键技术之一。如上所述,目前

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第三章光伏阵列模块特性及最大功率点跟踪

已有多种MPPT方法,它们具有各自的优缺点。设计光伏发电系统高效的MPPT 方法需综合考虑以下几点: (1)实现 光伏阵列模块MPPT算法的实现必需简单易行。但算法的难易程度也是因人 而异的。有的设计者熟悉逻辑电路,则采用填充系数法等;有的熟悉数字电路, 则选择干扰观测法、电导增量法等。
(2)传感器

传感器的使用也影响最大功率点跟踪过程。一般情况下,电压比电流容易测 量,而且电流传感器体积庞大,价格较贵,这样不易在多光伏阵列模块系统中实 现对每块光伏阵列模块的MPPT。因此,电压可采用电压传感器进行测量,电流可 根据电压来估计实现MPPT。而且,光照强度也不易测量。 (3)多个局部最大点 当光伏阵列模块部分遮挡时,会出现多个局部最大点(如图3.8所示)。若MPPT 跟踪的是局部最大点而不是全局最大功率点,则将损失光伏阵列模块的部分能量。 而扫描法可以实现全局最优,即为整个光伏阵列模块的最大功率点输出。
(4)成本

成本问题是设计者需要考虑的重要因素,但通常很难判断每种MPPT算法实 现的成本。一般情况下,数字电路比逻辑电路实现算法成本要高。
(5)应用

需根据不同的应用场合采用不同的MPPT方法。例如:在太阳能卫星空间站 这样的大系统实现中,优先考虑系统的稳定性而不是成本问题,希望跟踪器能够 快速稳定地达到光伏阵列模块的最大功率点:太阳能汽车首先考虑的是快速跟踪 方法;在部分遮挡发生的地方,需要采用能够跟踪到全局最大功率点的跟踪方法; 而太阳能照明电路,对控制的精度要求不高,定填充系数法就能很好的满足要求。 根据以上考虑的情况,本课题综合太阳能光伏发电系统各方面性能,提出一 种基于滑模面零均值动态的固定开关频率准滑模MPPT控制算法,该跟踪方法实 现简单,适用于外界温度和光照强度变化剧烈,或部分遮挡的场合。

a.3.1原理

通常的光伏最大功率跟踪器是一个DC-DC变换器,如图3.12所示,光伏阵列 模块所接的等效负载是DC-DC变换器占空比D和其所带负载的函数,调节变换器 的占空比就可以达到改变光伏阵列模块负载的目的,从而实现最大功率点跟踪。

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图3.12光伏最大功率跟踪器的基本原理图

DC.DC变换器的控制实际为变换器开关模式的求解.而滑模控制由于在交流 电机和PWM变换器控制中具有良好的鲁棒性能和简单的设计方法,成为开关控制 较简单易行的控制方法。滑模控制是通过判别误差在切换曲面两侧中的哪一侧, 直接选取相应的开关模式,控制率简单,系统响应迅速。而且,由于滑动模具有 不变性,使得系统的鲁棒性较强。滑模控制需要对象的模型,但是对模型的要求 不高,因为使得控制系统稳定的条件是不等式条件,比较容易满足。 1臂模控祸

根据增量电导法式0.40),最大值%处的斜率为零,可选取切换函数

双∥)-琶2老州以
却∥砌"‘


(3.41)

其中X为系统的状态变量,f为连续时间。 则开关信号为:

俐={::嬲:
处。

㈣,

定理:设系统模型为量=,(力+gO弦,若切换函数如式(3.41),采用式0.42)所示的 开关信号,则可以使系统从任何初始状态出发,最终稳定于切换函数面S(x,t)=O

证明:取李亚谱诺夫函数y=i1
d|

s2,则

嘲鲁=乏×丢c孥
妇。‘h、dH一‘ 不计电阻,将式(3.5)和式(3.9)带入式(3.41)中可得





型婆至錾望坚——————垄鎏型竺型丝坠塑墼坠
趾雾每”。

卟厶(唧(篇H等?唧[篇]@㈣
弧圳一厶[t+等]?exp(等]
警>o


(1)当S(x,t)>0时

由式(3?42)可得开关函数甜=甜+,系统工作在最大功率点的左侧,即E0增大,



……7

鲁一怒?唧(篇].警一 厶(,+馨H等).南?警

=_{篇邓l q'们U—j+1
厶(z+篇H等]?赤}?等
将式(3.45)带入式(3.46)可得警<o,即s霉dt<o。


。舶’

(2)当S(x,f)<O时

由式(3.42)可得开关函数”=甜一,系统工作在最大功率点的右侧,即c0减小,


等<o



……7

将式(3.47)带入式(3.46)可得霉>0,即s塑<0。 dl dt
因此系统无论工作在最大功率点的左侧和右侧,系统可以大范围稳定于切换 函数面S(x,f)=O处。 然而,滑模控制是以极值微分为0构造切换曲面,控制率中只定义了未达到 极值的胯况。因此,该控制率类似于环宽为0的滞环控制率,会在最大功率点附 近抖动,类似于爬山法,即功率最大时没有控制量产生,直到功率极佰微分不为0

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时控制器才会被激活。换言之,该控制方法不能保证在滑模面的稳态平衡点工作, 而是在最大功率点附近很小的范围内来回振荡。而且,要使该邻域的范围足够小, 就要求开关频率足够高,这实现起来是非常困难的,因此稳态时有一定误差。同 时,该控制方法也只是基于瞬时值调节的方法。另外,跟滞环控制相同,逆变器 开关频率不固定,开关毛刺的频率范围较广,增加了滤波器负担,导致电网电流 中有较明显的高频纹波。 为了解决滑模控制的抖振问题,一般采用滞环比较器【102,103],增加滑模面的带 宽,但它仍属于变开关频率控制,开关毛刺频率范围广。为了固定开关频率,文 献[104-106]提出了多种自适应交滞环比较器带宽的方法,但这些方法增加了计算 和控制的复杂度。因此本文在滑模控制的基础上,为了固定变换器的开关频率, 提出了一种基于滑模面零均值动态的固定开关频率准滑模控制方法。

2滑模面零均值动态控制算法

滑模面零均值动态控制算法既保证稳态时每一开关周期内滑模面均值动态为 零。如前所述,对于单输入单输出非线性系统i=厂(x)+g(x弦,假设其有效地控 制在滑模面联工,t)上,滑模控制率为:

m力={::裂:
为了更好的进行数字控制。有必要依据离散滑模变结构控制理论f1弘1铡,既准 滑模控制。则滑模控制率改写为以下脉宽调制形式:

m舻{::嚣≯:墨,沙
态时控制量“使系统在一个开关周期内滑模面均值动态为零,即:


(3.49)

其中T为开关周期,D为第K周期内的占空比。则根据零均值动态控制算法,稳

《sk力)=歹1?r’S(x,t)dr=o
于滑模面近似线性,因此定义一个周期内滑模面的偏微分为:

如图3.13所示,其中‰和‘。。)o分别表示第置周期开始和结束的时间值。‘由

雪I(。门=罢-[以地。)】+矿?烈础。)】] 雪b=篆。咖(¨m一.g[‰)】]

(3.50)

61

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图3.13滑模面零均值动态控制原划

则根据滑模面的两种不同情况推导出零均值动态控制算法如下:

(1)若sf工心。),k。】≥o和s【x(‰)’k。】+(T/2)S)(。,,≥o,则图3.13中的
斜线阴影部分面积总是大于网格阴影部分面积。由于在这种情况下式

(3.49)不能满足,则在这一置周期内开关状态保持‰时刻的状态,既在
这一周期内控制量始终为材以。)=IA+,迫使S(x,f)值下降。因此在这一周 期内无开关动作,占空比D=l。

(2)若sp(_。),气。]>0蒂tlS[x(tx。),k。】4-(r/2)雪l(。,)<o,则图3.13中的
网格阴影部分面积总是大于斜线阴影部分面积。在这种情况下能够满足

式(3.49),既在第K周期开始‰时刻控制量为u(tx。)=矿,经过时间间
隔DT后,控制量变为u(DT)=”一,其中

D=1一

f3.51)

同样,可推导出当斟膏“。),‰】≤o时的情况。则所有情况下开关控制量如表
3.6所示。

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表3.6零均值动态控制算法的控制量表
滑模面的情况 控制量

S[x(tro),ko】≥o和

“以o)=矿;D=1
(无开关动作)

s【x‰),,f。】+(州2)叱∽≥o
s【x(,£o),ko】≥o和

u(txo)=矿;Tf?魁DT时刻动作 slx纯。),&。】+(T/2)sI(Ⅳ)<0
s【“‰),‰】≤o和

D=1。1

弘+,卜掣
阻门I+|雪bl
(无开关动作)

u(tro)=甜4;D=1


sf地。),&。卜(列2)吼∽5
S[xO。。)'‰】≤o和

甜(ko)=“一;开关在Dr时刻动作

s【地。),‰卜(吖2)叱门>o

吼们卜Istx(,7),,.1l
D_1_1f

Isl。丘,,l+l雪I。f一一,I

由以上结果可以看出,零均值控制算法中的占空比可由s【川舯),‰1,雪l。,)
和sl,,√以及事先确定的控制周期r决定。
oI^J,

3局部扫描

但是当部分遮挡时,存在几个局部最大点,这种方法同样不能有效地检测出 全局最大功率工作点。因此,当光伏阵列模块的输出电压变化大于△u时对光伏阵 列模块的输出迸行扫描,可以不必象扫描法一样每隔10秒扫描光伏阵列模块的输 出,而且扫描范围从整个光伏阵列模块电流输出范围(从开路电流到短路电流) 缩小到初始最大功率点附近的△,范围内,以保证扫描的快速性,减少能量的损耗。 AU的大小由监测到距离实际最大功率点电压偏差产生的能量损耗和算法的 稳定性即扫描频率之间权衡决定。当光伏阵列模块工作在最大功率点附近小范围 内,DC-DC变换器的输入电流不变,短路电流变化△o时,根据式(3.7),光伏阵

列模块上的电压变化劬,,为;

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Aupr“警?△k
,, l★母P

(3.52)

当电压变化与前次最大功率点电压差值超过3%时,设阈值为实际最大功率点电流
的3%。

扫描范围设定为:o-9厶脚-1.05五。,但如果记录的后一次最大功率超过前一 次的最大功率值,扫描范围将增大O.03,以保证扫描范围内总能扫描到最大功率 点。算法中还采用了低电压锁定(UvLO),图3.14中未进行说明。若光伏阵列模 块电压减d,N20V以下,扫描范围将设0.9的电流参考值,以防止电压崩溃。 综上所述,MPPT控制算法总的控制框图如图3.14所示。这样,无论外界温 度和光照强度变化剧烈,或部分遮挡的场合,此算法都能快速、稳定、高效地跟 踪到光伏阵列模块的最大功率点,保证了系统高效性。

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图3.14滑模面零均值动态的固定开关频率准滑模MPPT控制算法流程图

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3.3.2操作方式 假设光伏阵列模块工作在给定工作点。对光伏阵列模块的电压进行实时监测, 在控制器作用下光伏阵列模块输出电压一般为最大功率点电压。当外界温度或光 照强度发生变化时,光伏阵列模块的输出电压将发生变化,既使光伏阵列模块的 输出电流保持恒定。根据第二章图2.20的结构,系统最大功率点跟踪控制的DC.DC 变换器的等效模型如图3.15所示。

1/2LDc —D嗵
、/






U蠢
—。●_





2 DDc4

∑l/2k

图3.15 DC-DC变换器的等效模型

通过控制DC.DC变换器中四个晶闸管昂,.~S。的通断来控制光伏阵列模块
的工作电压,从而实现最大功率点跟踪,其中图3.15中蝎表示控制量。 变换器每条支路的上下桥臂不能同时导通,两条支路电压的重叠既为输出电 压,如图3.16所示,分别为晶闸管昂,:和昂,.上的电压,变压器原边的电压,变 压器原边和直流侧电感电流情况. 如前所述,DC.DC变换器的输入一输出电压关系非常简单,为

【‘。/坼,=D.Ⅳ=18.D。然而,由于变压器漏感k的存在,使得DC.DC变换器
的输入一输出电压关系变得复杂。如图3.16所示,其中r表示一个开关周期内, 流过变压器漏感电流由正到负(或由负到正)的时间间隔。由于考虑变压器漏感 的情况使得控制算法的推导变得非常复杂,因此本文在理想的情况下对DC.DC变 换器进行分析,不考虑变压器漏感,既在F=0的情况下对所提出的算法进行理论 和仿真研究。在实际操作中,根据控制量的理论值和实际变压器漏感的情况对控 制量进行微调即可。

硭刍
(a)晶闸管SP2上的电压



笾』

芒一
(c)变压器原边电压

(b)晶闸管昂r.上的电压

(d)变压器原近电流(实线)和直流侧电感上的电流(虚线)(假设变压器麦比为1) 图3.16典型操作方式下全桥DC-DC变换器中电压和电流情况

如图3.15所示,DC-DC变换器的动态数学模型可表示为:

蜘专铲等。岣

扛上Loc‰+警,筠 %2壶五一面1=‰


(3.53)

墅鍪塑兰塑坚——————』室型丝塑鳖丝墼丝丝鲨

童恸删=[L,簸‰卜=[磁:乏]。
地={? ;;:
s红o”:罢.j:罢/o)+_OSg(力.%:o 盘 办
Ox

(3.s4,

lleq=--芸,(功层贴)=矗

(3.55)

墨=Six(t(川)o),气M)o】



~∥




≮|入 \
。I恽,,

{.丝生一

吖2



..T/2一

\ 狯。,






第K周期

第K+l周期

图3,17控制算法过程图解

假设第足周期的占空比D已知,则首先计算参数d,它对应表3.6中占空比计 算的分母的值:

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d=l雪I啦爿+,I+l雪llr一一,
墨<o和坟_<1/2,则:

(3.57)

而根据采样和计算得到的S、是、马和D值, 很容易推导出产生d。即如果

凡矿掣
b=墨+钆门’坟r+叱门‘(1一取)r

f3.58)

因此

J:—2s2-s—,-s,
上kl

r3.59)

同理可得其它S和D下的表达式如表3.7。

表3.7不同情况下参数d的表达式

Dr>1/2
墨20

DK_<1/2 d-S+墨一2岛
D0

d:S+墨一2最

(1一以)r (1一坟)r

墨<0

d:码一S一墨

d一2是一S一墨

坟7'

注意到:表3.7中参数d的计算是基于存在第x周期中的式(3.57)中滑模面的 两个偏导,既在第置周期的控制量。根据零均值动态原理,在一个周期内控制量 可能保持不变,则开关滑模面在这一周期保持正值或负值。在这种情况下,式(3.57) 中的偏导可能不存在。此时,参数d可由式(3.50)和式(3.57)得到:

口2_。g‘别.1Ⅳ’一村J d:霎!.g(功.【Ⅳ+一村一】 ∞
将式(3.53)和式(3.41)代入式(3.60)得:
,r

【3.6啪 (3.60)

d=导

(3.61)

则根据计算出来的d值,以及墨、岛、墨,可以很容易的得到滑模面的偏导

同。。门I和l雪I。。,.,l,如表3.8所示.

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表3.8滑模面偏导的计算表

磁>i/2
S≥0,S≥0 墨≥0,S<0 马<0,S≥0 墨<0,墨(0

Dr_<1/2

阢,,|_o一2馒一s) 乩∽1.d.2(是一s) 阢,.,卜d+2(曼一墨) 阮,.,l=o+2(岛一s)

陀,,卜_2(s—S2)

lsk.-,1.o一2(83一是) 阢,.,f=o+2(s一是) 阢,,|-d+2(s一是)

假设一个开关周期内滑模砸的偏导值变化不大(由于输出电压波动小,因此 此假设成立),既满足以下关系式:

f雪l。。,,f I雪f。。+。,+, sI。r一.,I≈I叠I。K+.,。,l


0.62)

则假设如表3.6中第二种情况下,下一个周期灼占空比可表示为:

Dk+l兰1一

叱∽

一厶

.1研x(,(。砷),‘。mI


乱一+乩,.,J

(3.63)

根据表3.7和表3.8,式(3.63)采用墨、最、焉和d可表示为:

pr“兰1—

(3.“)

这样就可以在每个周期开始时r根据上一周期的控制D。值和采样得到的墨、

岛,墨计算出这一周期的占空比喀+.一虽然每一周期开始时计算D值需要一定的
时间,但根据表3.6,每一周期开始的开关量可根据这一周期开始时的滑模面的符 号决定,即第K+1个周期开始时的控制量可根据是的符号决定,而占空比的推导 计算简单,因此采用一般的数字处理器完全能够满足系统对处理速度的要求。

3.3.3仿真结果

在仿真软件MATLAB/SIMULINK下对所提出的MPPT算法进行了仿真。当光 照强度变化时,基于滑模面零均值动态的固定开关频率准滑模MPPT控制算法所

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得结果的仿真曲线如图3.18所示。为了评估此MPPT算法分别在低光照强度和高 光照强度时的稳态效率,还做了一些均值光照强度和不同的光照强度变化时的仿 真研究,其结果见表3.9。

一萎
时问【s】

∞太阳光照强度变化图,3秒到7秒之间高光照强度范围为990W/∥~1140W/m2:低
光照强度约为60W/m2


鹾 管 g 鬟

(b)光伏阵列模块的输出电压

至5



蓁0O









10

时甸嘲 (c)光伏l牛列模块的输出电流

时间【s】 (d)光伏阵列模块产生的功率 图3.18所提MPPT算法的仿真结果

仿真结果表明:无论光照强度低、高、递增或递减时,此算法都具有很好的 效率。在相同条件下,论文还对系统做了实际实验测试,其实际测量结果见图5.7。 图3.19为光照强度剧烈变化时,所提MPPT控制算法跟踪精度的仿真 结果,光照强度变化频率为0.8Hz的信号,仿真证明基于滑模面零均值动态

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的固定开关频率准滑模MPPT算法具有很高的跟踪精度。

(a)短路电流和光伏电流

30

蓍25
罾∞
O 1 2 3 4 5

时闯【sl
(b)光伏电压

(c)光侠模块功率与参考值比较 图3.19当光照强度变化剧烈时,所提MPPT算法的实验结果

由仿真结果可得:这种MPPT算法的效率约为98%,由四部分分析: ◆低光照强度时(约为60形/聊2):
28.5J/30.2.I=94.3%

◆光照强度递增时:92.7J/99.5J=93.2%

◆高光照强度时(约为1IOOW/m2):741J/748J=99.1% ◆光照强度递减时:92.4J/96.6J=95.7% 表3.9中的稳态性能评估表明:即使光照强度不断变化时(如图3.18中3秒 到7秒范围内),该算法具有较高的精度。

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表3.9所提MPPT算法的仿真结果

渊[WIm2】
方差【(形,m2)2】 所得能量Ⅳ】 MPP点的能量【川 算法效率p钉

平均光照强度【矿/m2】

l∞
0.34 0.1l 1.2 132.9 133.0 99.9

l∞
2.2 4.8 4.0 133.2 133.O 99.8

100 4.3 18.3 7.3 133.4 133.1 99.7

loo 6.4 40.9 lO.7 133.7 132.4 99.o

1000 2.9 8.6 11 1743 1753 99.4

1001 21.2 448 40 1725 1755 98.3

1002 41.3 1708 73 1738 1758 98.9

1003 60.7 3689 106 1737 1760 98.7

最大波动幅值【形,肼2】

3.3本章小结
太阳能光伏并网发电系统中光电转换的第一步,也是最重要的一步,由光伏 阵列模块完成。光伏阵列模块实质是半导体元器件组合,其输出功率会随着外界 温度的升高而降低,随着光照强度的增加而加大,它可以等效为一电流源与二极 管并联电路:部分遮挡及电压/电流的波动都会对光伏阵列模块的输出产生影响。 由于传统的MPPT算法不能有效的跟踪最大功率点:定填充系数法跟踪精度 不高;扫描法在温度或光照强度变化剧烈时,不能准确地得到最大功率点,系统 损耗大,效率低;干扰观测法响应速度较慢,且实际工作点在最大功率点附近小 幅振荡,将造成一定的功率损失;电导增量法不能跟踪到全局最优的最大功率点。 因此MPPT算法应综合考虑实现、传感器、多个局部最大点、成本和应用多方面
因素。

根据第二章所提出的光伏并网逆变器结构,MPPT在DC.DC变换器中实现, 即通过控制变换器中开关的通断实现光伏阵列模块的最大功率点跟踪。由于滑模 变结构算法的强鲁棒性和适用于开关控制的特性,它经常被使用在交流电机和 PWM变换器控制中,但它也有一些缺点.为了解决滑模控制开关频率不固定和开 关毛刺的频率范围较广的问题,本文在MPPT滑模控制的基础上,提出了滑模面 零均值动态的固定开关频率准滑模控制方法,利用李亚谱诺夫函数证明了控制方 法的稳定性,并理论推导出开关函数表达,使得采用一般的数字处理器完全能够 满足系统对处理速度的要求.该MPPT算法方法实现简单,适用于外界温度和光 照强度变化剧烈,或部分遮挡的场合。仿真结果表明其效率将达到98%。

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第四章光伏并网发电系统的控制器设计

第四章光伏并网发电系统的控制器设计
第二章对光伏并网发电系统的结构进行了优化设计,得到了系统的硬件结构; 但是,一个系统的高效率、低成本运行与系统的控制算法密不可分,只有硬件与 软件的最佳组合才能使系统达到最优状态。本章在第二章光伏并网发电系统的硬 件基础上,对系统的控制器进行设计,从而实现光伏并网发电系统的高质量、高 效率和低成本供电。 光伏并网发电系统及各控制器结构如图4.1所示:

图4.1光伏并网发电系统及各控制器结构框图

其中光伏阵列最大功率点跟踪控制已在第三章中进行了研究。本章研究的主要方 面有:直流端电压控制器、DC-AC逆变器的控制、锁相环(PLL)和孤岛效应的检 测与保护。详细内容如下: (1)由于光伏并网逆变器的使用寿命主要由逆变器中的电容决定,为了能尽 量延长逆变器的使用寿命,因此需采用尽量小的电容。本论文首先对直流端电 容上的参考电压进行研究,提供了一种最小化直流端电压而使电容最小的计算
办法。

(2)对直流端电压进行控制以维持直流端电压在小范围内变化,直流端电压 控制采用单周期离散PI控制实现,其控制简单易行,并可方便地得到从直流到 交流光伏逆变器投入电网电流幅值的参考值。 (3)对电网电流进行控制以保证注入电网电流的正弦性和低谐波畸变。考虑 到逆变器的开关损耗和输出电流谐波的限制,提出了特定消谐控制方法实现光 伏逆变器交流测电流控制;针对特定消谐控制技术不能在线调节逆变器开关角 度的缺陷,提出了Walsh空间变换的方法,使得光伏逆变器在开关次数最优下 输出电流低次谐波含量很小,减小了开关损耗和输出滤波器的容量,降低了系

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第四章光伏并网发电系统的控制器设计

统成本,提高了系统运行效率。 (4)设计了PLL跟踪电网电压基波,提出采用软件延时器代替PLL的余弦计 算,可以减小电网频率变化时的PLL误差,不产生振荡,仿真结果证明了其正
确性。

(5)设计了一些附加电路以增强电网电流质量(死区时间补偿),研究了死 区时间对光伏逆变器输出电流畸变的影响,为死区时问补偿提供了理论依据。 【6)最后研究了孤岛检测和保护方法,对多种电压检测方法进行了分析比较, 得到最高效、准确的孤岛电压检测方法。

4.1直流端电压控制
4.1.1置流端电压爹考 为了使直流端电容ck尽量小,则直流端电压应尽可能的保持为最小值,这样 也可使MOSFET管承受的电压最小,降低了开关损耗。直流端电压的参考值由电 网电压和注入电网功率的函数表示,根据电网峰值电压、MOSFET管与DC-AC逆 变器的LCL滤波器上的电压降决定(假设统一效率和统一功率因数):

‰柚=(‰)一‰≥(%+乞争]压
根据第二章中式(2.7),则

…)

其中((,∞)为直流端电压均值,季。为直流端100勉电压绞波幅值,昂。为直流端 功率,z州为两个MOSFET管和LCL滤波器的阻抗。

将式(4.2)代入式(4.1),得

‰2历丽/"PC ‰)2‰曲+历溉§
(‰)2。‰旃‘(‰)+丢瓮§ (‰)2一‰旃。(%)+毛‰20


(4.2)

(4.3)

式“.3、为典型的二阶多项式,其正根为期望的参考值:

(Uoc)=

(4.4)

由以上推导可得,采用式(4.4)的(Uac)作为直流端电压的参考值,既保证了电
网电流的控制具有足够高的直流端电压,并且使直流端电压为所需电压的最小值。 由于均方根操作在数字处理器中较耗时,因此对式(4.4)在操作点附件进行线性 化,则直流端电压参考值可表示为:

U‘Dc=uDc(o)+盯?(.‰一j:k(o))+∥?(【k一【厶c(o))(4.5)
其中【,叠(o)、昂c(。)和【,0(o)为额定操作点的值。系数c,&Io)、口和∥分别为:

口:去.筝1 弘忑’—1≯
Uric(o)=42?u0(o)=%c(o)


(4.6)

一2?国?C,

… ㈤

@7)

∥=42

(4.8)

(a)由式(4.1>得到的最小直流端电压(b)由式(4.9)得到的直流端电压参考估计值

(c)式(4.4)和线性化表示式(4.5)之间的差值 (选择不同的额定操作点值,可减小其差值)

(d)根据式(4.9)和直流端电压纹波幅值式(4.2) 得到的最大直流端电压

图4.2直流端电压的仿真结果图

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系统额定值为:‰(o)=220V?0.85=187V,‰(o)=0W,乙d=6.2fl,
口=314rad/s,C,=33,uF,则计算可得参考值为:

U’∞=O.22?昂c+%

(4.9)

通过MATLAB仿真,我们对式(4.9)计算的直流端电压参考值,直流电压实际 值与估计参考值的误差,以及直流端电压的最小值和最大值进行了仿真比较,其 仿真结果见图4.2:直流端最大电压402V发生在电网电压244V和产生功率150W 时。根据第二章中的元器件选型,直流端电容电压等级为450V,MOSFET管的电 压等级为600V,因此系统完全能够承受402V的直流端最大电压。

4.1.2直流端电压控制器 光伏并网发电系统的输出功率由光伏阵列决定,因此光伏阵列的最大功率点 决定了系统的最优工作点。根据图4.1所示,第三章所述的MPPT控制单元首先确 定了系统的运行工作点,从而确定了DC.DC变换器的输出电流‘。而直流端控制 器的主要作用是对直流端均值电压进行控制,因此不考虑直流端的lOOHz纹波。 根据能量守恒定律,系统直流侧产生的功率与交流侧投入电网及消耗的功率 相等。稳态时直流侧电容电压变化小,直流侧电容模型为:

G(s)=÷
L’J



(4.10)

其单周期离散模型为:

Go)2吾。吉(4.11)
式中r为周期值。 当系统处于稳态时,其直流侧和交流侧有功功率相等。假设系统稳态时直流 侧电容电压变化很小,则实现了光伏并网发电系统直流侧到交流侧的最大能量传





输,因此这时电流f2跟踪电流‘。根据离散控制定律,对直流侧电容电流k(f)进
行单周期积分

e“i。(t)dt=r7哺o)一f2◇)协 =e川7【,1(七)一厶(||})体
=r【‘(七)一厶(_i})】=△u∞?c
即:

(4?12)

‘(|j})一L(Ji})2△‰‘c厅
=C?(【,0(D—ck(七一I))/T=u(k)

(4.13)
、 7

其中‘(七)和,2(七)分别为电流‘(r)和电流f2(f)在【(Ji}一1),,七丁】周期的平均值。由式

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(4.13)可得期望的电流值为

12(k)=L(七一1)+“(七)(4.14) 因此根据单周期离散控制规律,由式(4.13)得直流侧电压周期离散控制及注入 电网的功率之间相互作用的方框图如图4.3所示。

圈4.3直流侧电压周期离散控制及注入电网的功率之间相互作用的方框图

为了消除干扰影响,采用单周期离散PI控制器,如图4.4所示。

秽 甸。哕
线性化控制。 4.1.3仿真结果

砷引澍

图4.4采用周期离散PI控制的电压控制器模型

因此只需要在电网电压信号的过零点采样直流侧电容电压,并通过周期离散 控制便可以获得投入电网电流信号幅值的期望值,2(D,实现了直流侧电容电压的

控制器产生设为坼=O.41、置,=O.1,系统频率相应如图4.5所示。该系统的
幅值裕度为6dB,相位裕度为50。。系统单位脉冲响应如图4.6所示。图4.7为存 在扰动时,直流侧电压波形。由图可以看出当光照强度突然减小时,直流侧电压 跌落,经单周期离散PI控制器调节,直流侧电压在3个周期内恢复到设定值。如 图4.8所示,直流端电压控制器不受电网电流的制约,当光伏阵列模块输入功率变 化斜率为200W/s,步长为_40形时,DC.DC变换器注入直流端的实际电压与参考 电压的仿真结果。由图4.8可以看出,当功率变化步长为负时,直流端电压可能崩

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溃(Uoc<UAc)。这时DC-AC逆变器将工作在整流状态,将导致很大的电网谐波。 然而这一现象发生的机率较小,因此不会构成较大问题。


∞ ∞

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图4.5采用周期离散Pl控制器的系统开环频率响应

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时闯闰 图4.6采用周期离散PI控制器的系统单位脉冲响应

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I ● I ● ● g - l t



1.4

1.档
时问嘲

1.5



图4.7扰动时光伏并网逆变器直流侧电压波形

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霄 一< 臻

/丫


lI|闯【s】



(a)DC-DC变换器注入直流端的电压


疆 羽 磐 璃 删

(b)直流端电压参考值与实际值 图4.8输八功率变化时的仿真结果

4.2

DC-AC逆变器的控制
光伏并网发电DC-AC逆变器采用PWM逆变器,其主要任务是输出功率因数为

1、电压/电流谐波畸变率小的波形到电网。在诸多PWIVl方法中,有的侧重于提高 输出波形质量、消除或抑制更多的低次谐波,有的侧重于减少逆交器的开关损耗 或提高系统的综合效率,有的则侧重于系统简化、工作可靠或便于用微型机在线 计算开关点进行实时控制,等等。为此,必须研究PwM逆变器的各种调制控制方 法,控制逆变器输出满足高电能质量、低开关损耗和高效率的要求“lo】。 PWM波形的产生有三种方法:振荡技术,最小畸变以及选择性谐波消除n1“删。 三种方法的共同特点是PwM波形的产生都是基于傅立叶级数进行分析。现常用为 正弦波PWM,谐波分量小,应用广;但正弦PWM基波幅值较低、直流电压利用率

低、开关频率高、控制波形的生成比较难。与其他PWM技术相比。特定消谐PWM
技术具有消谐性好、输出波形质量高、功率开关管的开关频率低、电压利用率高 以及可实现特定优化目标等独特的优点,现已被称为优化PWM技术。本文对逆变 器电网电流控制提出采用特定消谐的方法,拟对特定消谐技术的基本问题进行深 入分析与研究,以使其得到更好的应用,从而推动高质量供电、高性能供电技术
的发展。

4.2.1正弦波脉宽调制(SPI)技术 SPWM分单极性和双极性脉宽调制,它使每一个输出矩形脉冲的面积与对应


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的正弦波电压的面积成正比,获得等幅不等宽的正负脉冲列,这样逆变器输出电 压波形就与正弦基波电压接近。 正弦基波电压作为调制电压,对它要进行调制的三角波成为载波电压,当正 弦基波与三角波相交时,通过比较两者之问的电压大小来控制逆变器开关的通断, 从而得到一系列等幅不等宽正比于正弦基波电压的矩形波,这就是SPWM方法。 设正弦基波电压峰值为L,0,频率为五,三角波电压峰值为c,0,频率为石, 则幅值比:

吖=》
UTM

(4.16)

频率比:


N=譬

(4.17)

1双极性SPWM控制 双极性SPWM控制波形如图4.9所示,由对称于横坐标的三角波与正弦波相交 后进行比较,得到控制开关元件的驱动信号。在双极性控制方式中,在同一桥臂 上的控制两个开关元件的信号在相位上总是互补的。由于输出电压‰在其半个周 期内电压极性在两个极性间变化,所以称为“双极性控制”。








图4.9双极性SPwM控制方式波形

2单极性SPIlM控制 单极性SPWM控制是用一条等腰三角波与两条幅值与频率相同、但相位相差 18酽的两条正弦波进行比较,分别得到两个桥臂开关的通断时刻。如图4.10所示, 当正弦基波电压的瞬时绝对值大于三角波电压值时,逆变器开关元件导通,反之

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开关元件截至。两个桥臂是分开控制的,同一桥臂上的两个开关在控制上仍然互
补。

这种控制方式输出电压的基波幅值为幅值调制比与电流电压之积。由于在输 出电压的一个半周内,电压极性只在一个极性方向变化,故称为单极性控制。


豌 J 鹾氏






》 .||

弭,:





蝴7
HU|==j¨H竹7

图4.10单极性sPwM控制方式波形

与双极性控制方式相比,单极性控制的优点在于‰只在+%与0或O与一%之
间变化,从输出电压波形上看,其通、断频率等效地增加了一倍,而电压跳动量 减小了一倍。结果在输出电压的频率谱上,最低次谐波以两倍于开关频率(即三 角波频率)的边带出现。 由于单极性控制优点突出,它成为了主要的控制方式。

4.2.2特定消谐(SHE)PMI技术 一般逆变器的输出波形如图4.1l所示。为了提高PW]VLi煎变的控制效率,采用 单极性PWM控制,其原因在上一节中进行了论述。由于逆变器输出波形1/4周期偶 对称,l/2周期奇对称,因此其输出仅含奇次谐波,不含偶次谐波。波形经傅立叶 分析,其各次谐波幅值表示为:

“=等扣)f+l…q
其中【,出为直流端电压,栉为谐波次数,

…8)

qO=l,2,…,M)为消除(M一1)次谐

波的M个开关角集合。基波电压幅值为OsU,s4U./Tr,并满足

0<喁<%<…<%<tr/2。

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胴帆邓争.
_Ⅷ::叫UU』』
图4.II逆变器输出电压的PWM波形

本论文以三相系统为例研究特定消谐控制,由于三相系统中线电压形成环流 自动消除三次谐波,因此相电压中无三次谐波;令M=5,消除4次谐波;需要消 除的谐波次数分别为:第5次、第7次、第11次和第13次(栉=5,7,1l,13)。 则各开关角的位置可通过解联立方程(4.19)得到,其中调制系数,为r=万U/4【,出。 cos(a0一cos(a:)+cos(a3)一cos(a,)+cos(asl=, cos(5a1)一cos(5a2)+cos(50Q—cos(5q)+cos(5吒)=0
cos(7aj)一cos(7tt2)+cos(70q)一cos(7tz4)+cos(70t5)=0 cos(1lq)一cos(1la2)+cos(Il吗)一cosOlaJ.)+cos(11%)=0 cos(13a1)‘。cos(13az)+cos(13a3)‘。cos(13a4)+cos(130q)=0 (4.19)

然而,方程(4.19)为典型的三角超越方程,在线求解SHE-PWM的开关角非常

困剌“”。为解决这一问题,本论文提出了一种基于walsh函数在线求解SHE.PWM
开关角度的方法,这种方法能够快速求解基波幅值整个变化范围内开关角的全部 解,精度高、实时性强。 lafsh变换

4.2.3

Walsh函数是1923年美国数学家J.L.Walsh提出的,每个函数仅取+1和一I两个

数值,图形呈方波形,它们的全体构成单位区间『0,1)上的完整标准直交系。与傅
立叶级数相同,任何一个时间函数完全可以用多个walsh函数来表示。walsh函数 只定义在有限时间丁内,具有两个自变数,时间变数t和序数册。函数通常表示为 Wal(m,f),大多数情况下,函数的序次是按照该函数在时基r内的过零数目多少来 排列的n1”。图4.12为Walsh函数Wal(m,f)的前8个序列,其中0sf<1.

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图4.12 Walsh函&Wal(m,t)的前8个序列

由图4.12知,Walsh函数分为奇对称与偶对称两组,即Wal(2m,t)=Cal(m,,),

Wal(2m—l,r)=Sal(m,t),其中m=l’2….,N/2。由于这种对称特性,Walsh
函数的表示式与三角函数的表示式相似。因此类似于通过傅立叶级数展开式将一 时间函数厂(r)表示为正弦一余弦级数,对于时限o≤t<1范围内的连续函数,(r)都 可用Walsh函数来表示: 三

/(r)=∑F(m)Wal(m,f)
其中称F(m)是Wat(m,t)的walsh系数,表示为:

(4.20)

F(州)=ff(t)Wal(m,t)dt
4.2.4

(4.21)

Walsh域与傅立叶域之间的转换

考虑以石为奇对称,以窟,2为偶对称的输出波7f≥f(t),利用傅立叶分析,得


/(,)=∑UM sin[(2k-1)r.ot]
k-I

(4.22)

其中:



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u2I_l=ff(t)sin[(2k—1)dot]dt=

了舯ill瞰_1)础
算。因此用walsh函数表示的输出波形/.(,)为

@23’

由于厂O)是未知的,很难直接通过式(4.22)计算出厂O)谐波的幅值。而walsh函数 仅取+1和一1两个数值,在归一化时间周期内简化了选择开关角消除特定谐波的计

,(,)--Z F(4m-3)Wal(4m-3,f)
其中:

(4.24)

F(4m一3)=I f(t)Wal(4m一3,t)dt
计算精度决定,N越大,期望的波形与实际的波形的均方误差就越小. 用式(4.24)代替式(4.23)中的f(t),得

(4.25)

式(4.24)中的Ⅳ为将区间【o,1)分为N等分,N总是选为2的幂次方。N的大小由

岈4。f”扣…艄¨凇蝌删刎M
=∑马。川,(4聊一3)
其中:
B2k
1,4m


(4.27)

3=昙r”Wal(4m_3,螂sin[(2k一1)wt]dtat

其中岛H.一.3称为walsh的傅立叶系数矩阵,可通过式(4.27)计算求得。但sim锄sc 和Kitai提出了更有效的计算正弦函数walsh变换系数马。。。的一般方法为:

%= 6(却4【兀cos(署一等)】× 署),静 %:2(-1)a(却a毹酬署一等)】×(sin(署),静
第x位;口是用格雷码表示g时格雷码中的l的个数。 由式(4.26)知,Walsh域与傅立叶域之间的转换为:

(4.28’ (4.28)

式中P为归一化频率;Mo为用二进制表示g时的位数;g,为用格雷码表示g时的

划零妊筝
岛MJ母w邯…县w椰M
式(4.29)写成矩阵乘式为;
U=8F

F(1) F(5) H.29) ,(4Ⅳ一3)

(4.30)

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4.2.5№I 8h函数表示的逆变器SHE的消谐模型

首先,考虑具有单个开关角的PWM归一化波形在区间fo,I)分成Ⅳ等份,单
极性PWM的第一个1/4周期波形如图4.13所示。当开关角口位于第,子空间中即采 样点位于【(,一1)/N,,,Ⅳ)之间,第所次Walshi承i数,则Wal(m,D的Walsh系数F(m,D
为:

F(坍,D=4[【4)/ⅣWal(m,1)西+【Wal(m,1)dtl
=-4Wal(m,1)a+Cal(m,,) 其中m=4i一3,i=1,29"m 9N/4

(4.31)

Cal(m,,)-昙【》(删+,啾蜊
时,单极性控制下的消谐模型用Walsh函数表示为: %=BF[m,(fl,毛,…,,村)】
其中

(4.32)

则具有肘个开关角的输出电压波形,其M个开关角的分别位于第,。,12,…0子空间

(4.33)

F[m,弭,,2,…,0)】=-E(一1)1F(m,‘)

耐 I/N(1-1)/N

I/N(N/4-1)/N(Ⅳ,西



图4.13单极,bkPWM单个开关角的第一个l“周期波形

将式(4.31)代入式(4.33)得

玑=_4口删(肼,D口+删(珊,,)
=D(m,D口+E【脚,,)

H.3钔

其中D(m,D=-4BWal(m,,),E(m,,)=BCal(m,,);各开关角的取值范围为:

/iⅣ-1.<Ⅳ/i,雩<锡<专,…”,等<‰<等H.35)
由式(4.35)得,其对应的基波幅值的取值必须同时满足各开关角的取值要求,即

叫n研n研n…n【,r=W≠0

(4.36)

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其中圳为对应单个开关角f=l,2,…,M时的基波幅值。 由式(4.35)可知,要列出基于Walsh级数分析下M个开关角的逆变器消谐模型, 关键是要确定肼个开关角的分别位于第,l,12,…,lu子空间即M个子空间的组合。 因此,基波幅值整个变化范围内开关角的解需要大量搜索各种开关角的区间组合, 且随着开关角个数的增多,为了提高求解的精度,Walsh序列划分的子区间应相应 增加,这必然会增大开关角的组合总数。如考虑具有M个开关角的PWM波形,将 其一个周期分成Ⅳ等份,1,4周期就有N/4个子区间,令Ni=N/4,则M个开关 角的总的组合数为:
,^f

NI!

。M一—(N,—-g—)tm—!
为了减少搜索的盲目性及求解时间,本文选单相单极性的开关角初值规律 对于单相系统:啦I

2%¨2七。i备,|i}=l,2’…M/2

(M为奇数)


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发电量 1 前言 太阳能光伏发电在 21 世纪会占据...代表发电量越大,因此分析影响光伏并网电 站的系统...3.3 组件接线最优化设计 太阳能电池组件自带电缆...
基于太阳能光伏并网发电系统的设计探讨
基于太阳能光伏并网发电系统的设计探讨 摘要:近几年来,太阳能光伏发电技术迅猛发展,而且被看作是 最具有潜能的新型能源之一,本文将结合太阳能光伏发电的技术原 则...
光伏发电开题报告
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2014太阳能光伏发电试卷3(含答案)
2. (本题 18 分)设计太阳能路灯系统。济南地区,负载输入电压 24V 功耗 34....为了解决这个问题, 光伏并网的有功 和无功综合控制方法经常被提出来。 随着光伏...
家用独立型光伏发电系统的优化设计
太阳能光伏发电系统》 课程设计课题名称 专业班级:...控制逆变器等光伏器件参数型号的能力;具有 ...对 光伏发电系统的结构和配置进行分析研究和优化设计...
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